包络跟踪基础及测试解决方案

功率放大器在峰值输出功率，即增益进入压缩区时效率最高。对于典型的W-CDMA/HSPA+/LTE功率放大器，当设备运行在峰值输出功率时，可获得高达50％的效率。然而，由于现代通信标准如W-CDMA和LTE采用调制信号，其峰均功率比(PAPR)日益增大，导致效率大幅下降。此外，由于放大器在压缩区的幅度响应高度非线性，其输出功率通常需要依赖PAPR从峰值功率向后降低。对于LTE波形，PAPR可高达7或8 dB，导致功率放大器的平均输出功率远低于其最优值。

虽然多种技术如数字预失真(DPD)可提升放大器的功率附加效率(PAE)，但包络跟踪(ET)正迅速在商用功率放大器厂商中得到广泛应用。事实上，基站已采用ET超过十年，不仅提高了效率，还因减少能量以热量形式散失而降低了冷却需求。

ET的核心原理是尽可能多地使放大器运行在压缩区。该技术基于峰值效率点及峰值输出功率点随供电电压变化而变化的事实。为说明这一点，图1展示了多个V_cc值下PAE与输出功率的关系。观察趋势表明，峰值效率对应的输出功率随V_cc的增加而提升。

^{图1：不同V_cc下PAE与P_out关系。}

ET的基本思想是将瞬时输出功率映射为最优V_cc值，从而最大化放大器处于压缩边缘的时间。图1中以绿色曲线展示了该特定放大器使用ET时的理论PAE。图示表明，有效PAE远高于采用固定供电电压时的实际PAE。基于数据可创建简单查找表(LUT)，将输出功率映射到PAE优化的V_cc值（参见图2）。注意V_cc信号在1 V时设有下限，该边界对带宽有影响，后文有详述。理论上调制V_cc信号以最大化PAE很有意义，但实践中执行复杂。随着输出功率变化而动态调节V_cc的一个后果是，放大器的增益也会随V_cc的变化而发生动态改变，从而导致AM-AM失真增大。通过缩小V_cc的电平变化范围，可减轻此影响，但需在PAE与AM-AM失真之间权衡设计。DPD算法可应用于基带射频波形，以补偿ET引入的额外失真。

^{图2：最优V_cc与输出功率查找表。}

图1中展示的PAE结果基于连续波信号。利用这些值及特定波形功率P(P_out)的概率密度函数(PDF)，可估算调制信号的期望PAE，如公式1。

为了在该公式中使用，图3显示了测试用例中平均射频功率为0 dBm的1 W-CDMA波形的PDF。通过将该波形调整至特定平均输出功率，可估算使用该调制信号时放大器的效率。

^{图3：测试用例1 W-CDMA PDF。}

该计算将PAE视为随机变量，且假设PAE与P_out之间的关系测量结果是静态的，意指其不随时间变化。尽管图3中的计算较好地近似了PAE，但因放大器的记忆效应和温度引起的增益变化，实际PAE随时间略有变化。图5展示了固定V_cc下测试用例1 W-CDMA调制波形的测得与计算PAE，以及假设理想V_cc调制器下、ET条件下的预期PAE。请注意，预期和测量的PAE曲线十分接近，仅在较高输出功率时开始出现偏差。该偏差很可能归因于PA中的记忆效应。将理想ET电源的预期PAE（绿色曲线）与固定电源测得PAE（蓝色曲线）对比可见，ET理论上可在宽输出功率范围内实现两倍效率。

^{图4：测试用例1 W-CDMA波形在固定V_cc与ET下的测量及理论PAE。}

尽管ET有望显著提升效率，但需注意ET PA设计涉及众多权衡。实际上，优化某一参数往往需在系统中牺牲其他参数。因此，选择给定输出功率最佳V_cc电平是高迭代过程，需具备快速可靠的设计决策测试能力。

ET测试为本已复杂的系统增添新要素。为了成功实施ET方案，PA的射频基带波形与供电电压之间必须严格同步。如图5所示，典型的ET测试系统包含射频信号发生器与分析仪、用于控制PA的高速数字波形发生器以及为放大器供电的电源。

^{图5：典型ET测试设置。}

ET的一大测试难点在于电源波形需要极高带宽。包络波形的带宽要求通常远高于射频波形。为分析此现象，考虑图2中V_cc与P_out查找表(LUT)及一信号带宽为10 MHz的LTE波形。图6展示了PAE优化的V_cc波形及对应LTE信号的功率随时间变化曲线。频谱分析表明，V_cc波形宽带至少是射频波形的三倍以上。高带宽需求由两因素决定：一是V_cc为射频幅度的函数，二是由于查找表下限导致的削波，如图2所示。

^{图6：10 MHz LTE信号的V_cc和PvT。}

事实上，对于20 MHz LTE波形，V_cc波形带宽至少需为60 MHz，如图7显示。此外，应用宽带DPD时，V_cc波形带宽常达实际射频信号带宽的5倍。正如下一节所述，任意波形发生器(AWG)不仅需支持宽带宽，还须具备优异的时间分辨率。

^{图7：10 MHz LTE波形与PAE优化的V_cc的频谱。}

电源电压的另一挑战为AWG无法提供足够电流驱动PA，且电源不具备ET所需带宽。解决方案是采用一个由直流电源和AWG调制的V_cc信号驱动的功率调制器为PA供电，如图5所示。

ET测试最大难点在于确保射频信号发生器与AWG间的仪器同步。因引入基于输入功率选择最优V_cc以最大化PA的PAE，仪器间同步不良将导致给定输出功率的V_cc值过高或过低。

假设V_cc波形滞后射频：波形峰值时功率调制器无法为器件提供充足功率。结果，射频输出功率将比期望值低数个分贝(dB)。此外，波形峰值之后，功率调制器输出功率远超放大器需求，导致效率降低。若V_cc提前于射频，将出现类似问题。射频信号发生器与AWG不仅需同步，且该同步应具备可重复性。

仪器同步是ET测试系统的一项关键规范。鉴于严格的同步需求，PXI平台非常适合应对ET测试挑战。在PXI测试系统中，模块化仪器通过机箱背板上的多路时钟和触发分配线连接互联。单机箱集成简化仪器设置并提升系统同步能力。除PXI与NI矢量信号收发仪先进硬件外，LabVIEW软件环境还支持实时信号开发与可视化，提升开发和测试效率。

ET功率放大器需与射频信号发生器及V_cc实现低于1 ns的同步抖动，这就要求测试平台的同步性能必须更优–最好能达到100 ps级别。PXI通过“T-Clock”背板同步例程实现紧密同步。“T-Clock”机制对齐采样时钟和启动触发，确保所有设备能够同时开始信号生成。 例如，本范例所用的NI PXIe-5644R矢量信号收发仪是一种传统NI PXI矢量信号收发仪(VST)，在其基准测试中，最大同步抖动小于50 ps，因此符合此要求。

射频信号发生器与AWG的同步仅为挑战的一半。调制的V_cc信号和射频波形在到达放大器前途径不同路径，产生不同延迟。因此，需通过编程调整V_cc波形相对射频信号的延迟或提前，实现二者在放大器端亚纳秒内对齐。

通过在生成脚本开头插入若干个“等待”周期这一简单的实现方法，可将V_cc信号相对射频信号延迟整倍AWG采样周期。为获得更精确的延迟，可通过软件或使用矢量信号收发仪FPGA上的数字滤波器进行硬件移位修正射频波形。硬件方案优势在于比等效软件滤波器实现时间移动更快，从而缩短确定AWG与矢量信号收发仪最佳对齐时间。在标称V_cc采样率400 MS/s时，可实现皮秒分辨率的任意延迟。

本测量配置所需的最后一件测试设备是一台具备供电与测量功能的电源。鉴于PA需求高斜率，优选电池仿真器替代标准源测量单元(SMU)。注：部分场景中，高速数字波形发生器需支持1.8 V下最高26 MHz的波形生成，便于对具备MIPI功能的PA进行数字控制。

验证V_cc与射频信号同步最直接的方法是高带宽数字化仪。 本范例中，NI PXI矢量信号收发仪和NI PXIe-5451 AWG（传统PXI波形发生器）连接至2.5 GS/s数字化仪的两个通道。矢量信号发生器依据图2中V_cc与P_out查找表，产生800 MHz频率、带宽为10 MHz的LTE FDD上行波形。初次测试因两仪器内流水线和DSP延迟，导致两个波形约1 µs不同步。借助前述延迟算法，结合等待样本和子采样延迟实现两个波形对齐。

图8中显示经缩放至与射频波形幅度相当的V_cc波形对齐结果。图中显示两个波形彼此对齐，更重要的是，此对齐关系在多次应用运行及系统断电重启后均保持稳定。

^{图8：PAE优化的V_cc跟踪射频。}

高速数字化仪适用于直观检查放大器输入端两波形对齐，但无法评估放大器性能。正如我们在前一节中了解到的同步重要性那样，V_cc与射频信号错位会严重影响放大器线性度。因此，也可通过邻道功率(ACP)测量评估V_cc与射频的最佳对齐。ACP损耗因设备不同而异，但当同步优化校准时，使用射频信号分析仪可明显提升该测量。

过去十年中，蜂窝基站采用ET被证明为提高功率放大器效率和减少因能量热散失导致冷却需求的有效方案。随着无线标准演进，移动手持设备厂商也希望利用ET获得同样优势。虽然ET承诺显著节能并延长电池寿命，但对PA设计师及测试工程师带来了仪器方面的重大挑战。本文介绍的基于PXI的测试方案解决了关键测量难题，并以数据为依据，使其成为极具吸引力的ET功放测试方案。

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本文首发于2013年6月刊的Microwave Journal。经Microwave Journal授权发布。