Überlegungen zu Feldverdrahtung und Rauschen bei analogen Signalen

Überblick

Leider ist das Messen von analogen Signalen mit einem Datenerfassungsgerät nicht immer so einfach wie das Verdrahten der Signalquelle mit dem Datenerfassungsgerät. Für genaue, rauschfreie Messungen ist es notwendig, die Eigenarten der Signalquelle zu kennen, das Datenerfassungsgerät sachgerecht zu konfigurieren und eine geeignete Verkabelung vorzunehmen. Die gesamte Analogsignalstrecke muss ordnungsgemäß aufgebaut sein, damit die Daten korrekt erfasst werden. Bei den meisten Datenerfassungsgeräten ist die analoge Eingangsstufe relativ flexibel konfigurierbar, sodass die Geräte jeweils für eine Vielzahl von Anwendungszwecken geeignet sind. Diese Flexibilität erschwert jedoch die Klärung der Frage, welche Eingangskonfigurationen für welche Arten von Anwendungen zu bevorzugen sind und welche Vor- und Nachteile sich durch die einzelnen Konfigurationen ergeben. In diesem Hinweis werden die Eingangskonfigurationen von Datenerfassungsgeräten erläutert. Zudem erfahren Sie, wie die Benutzer die beste Konfiguration für Ihre Anwendung ermitteln und einsetzen, wie Interferenzrauschen entsteht und wie sich dieses durch passende Verkabelung und Abschirmung minimieren lässt. Für die Anwendung erfolgreicher Messtechniken ist die Kenntnis der verschiedenen Arten von Signalquellen und Messsystemen unerlässlich. Daher beginnen wir mit diesem Thema.

Inhalt

Arten von Signalquellen und Messsystemen

Sensoren geben die von ihnen erfassten physikalischen Größen am weitaus häufigsten in Form von Spannungen aus. Wenn das Signal in rauen Umgebungsbedingungen über lange Kabel und unter widrigen Bedingungen geleitet werden muss, kann eine Umwandlung in andere elektrische Größen wie Stromstärke und Frequenz angebracht sein. In praktisch allen Fällen wird das Signal jedoch vor der Messung wieder in ein Spannungssignal umgewandelt. Daher ist es wichtig, die Spannungsquelle zu verstehen.

Ein Spannungssignal wird als die Potentialdifferenz zwischen zwei Punkten gemessen. Dies ist in Abbildung 1 dargestellt.



Abbildung 1. Modell der Spannungssignalquelle und des Messsystems

 

Spannungsquellen können in zwei Kategorien unterteilt werden – geerdet oder nicht geerdet (erdfrei). Entsprechend können Messsystem in zwei Kategorien unterteilt werden – geerdet (massebezogen) oder ungeerdet (erdfrei).

 

Geerdete bzw. massebezogene Signalquelle

Bei einer geerdeten Quelle bezieht sich das Spannungssignal auf die Erdung des Gebäudesystems. Das häufigste Beispiel für eine geerdete Quelle ist ein gängiges Plug-in-Gerät, dessen Ausgangssignal nicht explizit erdfrei ist. In Abbildung 2 ist eine geerdete Signalquelle dargestellt.




Abbildung 2. Geerdete Signalquelle

 

Die Masseanschlüsse zweier geerdeter Signalquellen haben in der Regel nicht das gleiche Potential. Die Erdpotentialdifferenz zwischen zwei Geräten, die an dasselbe Stromnetz eines Gebäudes angeschlossen sind, liegt in der Regel zwischen 10 und 200 mV. Wenn Kabel in den Verteilungsstromkreisen nicht ordnungsgemäß angeschlossen sind, kann der Unterschied jedoch größer ausfallen.

 

Nicht geerdete bzw. nicht massebezogene (erdfreie) Signalquelle

Eine erdfreie Signalquelle ist eine Quelle, bei der das Spannungssignal nicht auf eine absolute Referenz wie die Erde bzw. den Erdanschluss des Gebäudes bezogen ist. Einige typische Beispiele für erdfreie Signalquellen sind Batterien, batteriebetriebene Signalquellen, Thermoelemente, Transformatoren, Trennverstärker und alle Geräte, deren Ausgangssignal explizit erdfrei ist. Eine nicht massebezogene bzw. erdfreie Signalquelle ist in Abbildung 3 dargestellt.




Abbildung 3. Erdfreie bzw. nicht massebezogene Signalquelle

 

Beachten Sie, dass keiner der Anschlüsse an der Quelle mit der Masse der Steckdose verbunden ist. Sämtliche Anschlüsse sind daher erdfrei.

 

Differentiell geschaltetes bzw. nicht massebezogenes Messsystem

Bei einem differentiell geschalteten bzw. nicht massebezogenen Messsystem ist keiner der Eingänge mit einem Bezugspotential wie Erde oder dem Erdanschluss eines Gebäudes verbunden. Differentiell geschaltete bzw. nicht massebezogene Messgeräte sind beispielsweise tragbare batteriebetriebene Geräte oder Datenerfassungsgeräte mit Instrumentenverstärker. In Abbildung 4 ist ein differentiell geschaltetes Messsystem mit 8 Kanälen aus einem typischen Gerät von National Instruments dargestellt. In die Signalstrecken sind Analog-Multiplexer eingeschaltet, mit denen die Anzahl der Messkanäle für den einzelnen Instrumentenverstärker erhöht wird. Bei diesem Gerät ist der Kontakt AI GND, also der Masseanschluss für den Analogeingang, auch der Masseanschluss des Messsystems.




Abbildung 4. Differentiell geschaltetes Messsystem mit 8 Kanälen

 

Im Idealfall reagiert ein differentiell geschaltetes Messsystem nur auf den Potentialunterschied zwischen den beiden Anschlüssen (dem positiven (+) und dem negativen (–) Eingang). Die Spannung, die gegen die Masse des Instrumentenverstärkers messbar ist und an beiden Eingängen des Verstärkers anliegt, wird als Gleichtaktspannung bezeichnet. Die Gleichtaktspannung wird bei einem idealen differentiell geschalteten Messsystem vollständig unterdrückt (nicht gemessen). Auf diese Weise können Störspannungen unterdrückt werden, die häufig in Form von Gleichtaktspannungen an den Leitungen der Messschaltung vorliegen. Bei in der Praxis genutzten Geräten sind jedoch verschiedene Beschränkungen zu beachten, die an Parametern wie dem Gleichtaktspannungsbereich und -unterdrückungsverhältnis (der Fähigkeit zum Unterdrücken von Gleichtaktspannungen) abgelesen werden können.

Die Gleichtaktspannung Ucm ist wie folgt definiert:

 

Ucm = (U+ + U)/2

 

wobei U+ die Spannung am nicht invertierenden Anschluss des Messsystems gegenüber der Masse des Messsystems und U die Spannung am invertierenden Anschluss des Messsystems gegenüber der Masse des Messsystems ist. CMRR in dB ist wie folgt definiert:

 

CMRR (dB) = 20 log (Gegentaktverstärkung/Gleichtaktverstärkung)

 

Eine einfache Schaltung, die das CMRR darstellt, ist in Abbildung 5 dargestellt. In dieser Schaltung wird CMRR in dB wie folgt gemessen: 20 log Ucm/Uout; hierbei gilt: U+ = U = Ucm.



Abbildung 5. CMRR-Messschaltung

 

Der Gleichtaktspannungsbereich gibt die zulässige eingangsseitige Spannungsschwankung gegenüber der Masse des Messsystems an. Bei Überschreitung dieses Bereichs kommt es nicht nur zu Messfehlern, sondern das Gerät kann auch Schaden nehmen. Wie der Name andeutet, gibt das Gleichtaktunterdrückungsverhältnis (Common-Mode Rejection Ratio, CMRR) an, inwiefern ein Messsystem in der Lage ist, Gleichtaktspannungen zu unterdrücken. Das Gleichtaktunterdrückungsverhältnis ist eine Funktion der Frequenz und verringert sich gewöhnlich bei sinkender Frequenz. Das CMRR kann mit einer symmetrischen Schaltung optimiert werden. Dieses Problem wird später in diesem Anwendungshinweis ausführlicher erörtert. Bei den meisten Datenerfassungsgeräten ist ein Gleichtaktunterdrückungsverhältnis von bis zu 60 Hz (Netzfrequenz in den USA) angegeben.

 

Geerdetes bzw. massebezogenes Messsystem

Ein geerdetes bzw. massebezogenes Messsystem ist insofern mit einer geerdeten Signalquelle vergleichbar, als Messungen gegen die Masse vorgenommen werden. Abbildung 6 zeigt ein geerdetes 8-Kanal-Messsystem. Dies wird auch als massebezogenes Messsystem bezeichnet.




Abbildung 6. Ein gegen Masse geschaltetes Messsystem (RSE) mit 8 Kanälen

 

Bei Datenerfassungsgeräten wird oft mit einer Variante der Schaltung gegen das Bezugspotential gearbeitet, und zwar der Messung mit einem festen Bezugspotential, das nicht Masse ist (NRSE). Ein NRSE-Messsystem ist in Abbildung 7 dargestellt.



Abbildung 7. NRSE-Messsystem mit 8 Kanälen

 

Bei NRSE-Messsystemen werden alle Messungen in Bezug auf eine einzelne Messader durchgeführt (AI SENSE), aber das Potential an dieser Ader kann gegenüber der Masse des Messsystems (AI GND) variieren. In Abbildung 7 sehen Sie, dass ein NRSE-Messsystem das Gleiche ist wie ein differentiell geschaltetes Messsystem mit einem Kanal.

Nachdem wir die verschiedenen Signalquellentypen und Messsysteme kennengelernt haben, sprechen wir darüber, welches Messsystem sich am besten für welchen Signalquellentyp eignet.

 

Messungen von geerdeten Signalquellen

Wenn die Signalquelle geerdet ist, wird am besten mit einem differentiell geschalteten oder nicht massebezogenen Messsystem gemessen. Abbildung 8 zeigt die potentielle Gefahr bei der Verwendung eines gegen Masse geschalteten Messsystems zur Messung einer geerdeten Signalquelle. In diesem Fall entspricht die gemessene Spannung Um der Summe der Signalspannung Us und der Potentialdifferenz Delta Ug, die zwischen der Erde der Signalquelle und dem Masseanschluss des Messsystems besteht. Diese Potentialdifferenz ist im Allgemeinen kein Gleichstrompegel; das Ergebnis ist ein verrauschtes Messsystem, das häufig Komponenten der Netzfrequenz (60 Hz) in den Messwerten anzeigt. Die durch Masseschleifen verursachten Störspannungen können sowohl Gleich- als auch Wechselspannungsanteile haben, die Offset-Fehler und Rauschen verursachen. Durch die Differenz zwischen zwei Massepotentialen kann es in der Verbindung zu Stromfluss kommen. Dieser Strom wird als Masseschleifenstrom bezeichnet.




Abbildung 8. Wird eine geerdete Signalquelle mit einem massebezogenen System gemessen, kommt es zu einer Masseschleife

 

Ein gegen Masse geschaltetes Messsystem kann dennoch genutzt werden, wenn die Signalpegel hoch sind und die Verbindungen zwischen der Signalquelle und dem Messgerät eine niedrige Impedanz haben. In diesem Fall wird die Qualität der Spannungsmessung zwar durch die Masseschleife verringert, aber die Messqualität ist möglicherweise noch ausreichend. Achten Sie auf die Polarität einer geerdeten Signalquelle, bevor Sie die Signalleitungen an einen gegen Masse geschalteten Messaufbau anschließen, da Sie die Signalquelle sonst kurzschließen und dadurch beschädigen können. Überlegungen zur Verkabelung werden später in diesem Anwendungshinweis ausführlicher erörtert.

Auf einem typischen Datenerfassungsgerät sind differentiell geschaltete (DIFF) und NRSE-Eingangskonfigurationen möglich. Bei beiden Konfigurationen treten Unterschiede zwischen den Bezugspotentialen der Signalquelle und des Messgeräts als Gleichtaktspannung am Messsystem auf und werden vom gemessenen Signal subtrahiert. Dies ist in Abbildung 9 dargestellt.




Abbildung 9. Differentiell geschaltetes Messsystem zur Messung einer geerdeten Signalquelle

 

Messung erdfreier (gegen eine Bezugsgröße geschalteter) Quellen

Erdfreie Signalquellen können sowohl mit differentiell geschalteten als auch mit geerdeten Systemen gemessen werden. Bei einem differentiell geschalteten Messsystem muss jedoch darauf geachtet werden, dass der Gleichtaktspannungspegel des Signals in Bezug auf die Masse des Messaufbaus den Gleichtaktspannungsbereich des Messgeräts nicht überschreitet.

Der Spannungspegel einer erdfreien Signalquelle kann durch eine Vielzahl von Einflüssen den Eingangsbereich des Datenerfassungsgeräts überschreiten, zum Beispiel den Eingangsruhestrom des Instrumentenverstärkers. Um diesen Spannungspegel an ein Bezugspotential zu koppeln, werden entsprechend Abbildung 10 Widerstände eingeschaltet. Über diese Vorspannungswiderstände werden die Eingänge des Instrumentenverstärkers gegen Masse geschaltet. Diese Widerstände sollten groß genug sein, damit die Quelle in Bezug auf die Messreferenz erdfrei ist (AI GND im zuvor beschriebenen Messsystem) und die Signalquelle nicht belastet, aber klein genug, um die Spannung im Eingangsbereich des Geräts zu halten. In der Regel eignen sich Werte zwischen 10 kΩ und 100 kΩ gut bei niederohmigen Quellen wie Thermoelementen und den Ausgängen von Signalaufbereitungsmodulen. Diese Vorspannungswiderstände befinden sich zwischen den Leitungen und der Masse des Messsystems.

Warnung: Wenn diese Widerstände nicht eingefügt werden, kommt es zu stark fluktuierenden Messwerten oder die Messung kann stark in positive oder negative Richtung ausschlagen.

Wenn das Eingangssignal DC-gekoppelt ist, reicht ein Widerstand zwischen dem negativen (-) Eingang und der Masse des Messsystems aus, um die Anforderung zum Abfluss des Ruhestroms zu erfüllen. Bei einer relativ hohen Quellenimpedanz der Signalquelle führt dies jedoch zu einem unsymmetrischen System. Symmetrische Systeme sind unter dem Gesichtspunkt der Störfestigkeit wünschenswert. Folglich sollten bei hoher Impedanz der Signalquelle zwei identische Widerstände verwendet werden – einer für den oberen Signaleingang (+) und der andere für den unteren Signaleingang (-) gegen Masse. Ein einziger Vorspannungswiderstand reicht für niederohmige DC-gekoppelte Quellen wie Thermoelemente aus. Symmetrische Schaltungen werden später in diesem Anwendungshinweis näher erläutert.

Wenn das Eingangssignal AC-gekoppelt ist, sind zwei Vorspannungswiderstände erforderlich, damit die Anforderung des Instrumentenverstärkers an den Abfluss des Ruhestroms erfüllt wird.

Über Widerstände (10 kΩ < R < 100 kΩ) können die Eingangsruheströme des Instrumentenverstärkers gegen Masse abfließen (siehe Abbildung 10). Für DC-gekoppelte Signalquellen (mit galvanischer Kopplung) ist nur R2 erforderlich. Für AC-gekoppelte (kapazitiv gekoppelte) Quellen gilt: R1 = R2.



Abbildung 10. Eingangskonfiguration mit erdfreier Signalquelle und differentieller Schaltung

 

Bei Schaltung gegen Bezugspotential kann ein RSE-Eingangssystem (Abbildung 11a) für eine erdfreie Signalquelle verwendet werden. In diesem Fall wird keine Masseschleife erzeugt. Das NRSE-Eingangssystem (Abbildung 11b) kann ebenfalls verwendet werden, was bezüglich des Rauschverhaltens zu bevorzugen ist. Für erdfreie Signalquellen sind in der NRSE-Eingangskonfiguration jedoch Vorspannungswiderstände zwischen dem AI SENSE-Eingang und der Messsystem-Masse (AI GND) erforderlich.




Abbildung 11. Erdfreie Signalquelle und gegen Bezugspotential geschaltete Konfigurationen

 

Eine grafische Zusammenfassung der vorherigen Diskussion ist in Tabelle 1 dargestellt.


Tabelle 1. Verbindungen am Analogeingang

Hinweis: Eine Schaltung gegen Bezugspotential (RSE) wird bei einer geerdeten Signalquelle nicht empfohlen! 

Warnung: Bei der Messung mit erdfreien Signalquellen in DIFF- und NRSE-Konfigurationen müssen Vorspannungswiderstände vorhanden sein. Ansonsten kommt es zu stark fluktuierenden Messwerten oder die Messung kann stark in positive oder negative Richtung ausschlagen.

Im Allgemeinen ist ein differentiell geschaltetes Messsystem vorzuziehen, da es nicht nur durch Erdschleifen verursachte Fehler, sondern auch das in der Umgebung bis zu einem gewissen Grad aufgenommene Rauschen unterdrückt. Bei gegen Bezugspotential geschalteten Messkonfigurationen stehen andererseits doppelt so viele Messkanäle zur Verfügung. Sie sind jedoch nur dann gerechtfertigt, wenn die Größenordnung der induzierten Fehler unterhalb der erforderlichen Genauigkeit der Daten liegt. Gegen Bezugspotential geschaltete Verbindungen sind möglich, wenn alle Eingangssignale die folgenden Kriterien erfüllen.

 

  • Das Eingangssignal weist einen hohen Pegel auf (über 1 V)
  • Die Signalverkabelung ist kurz und verläuft durch eine rauschfreie Umgebung oder ist ordnungsgemäß abgeschirmt
  • Sämtliche Eingangssignale können ein gemeinsames Bezugssignal an der Quelle nutzen

 

Differentiell geschaltete Verbindungen sind dann vorzuziehen, wenn eines der oben genannten Kriterien nicht erfüllt wird.

 

Minimierung der Rauschkopplung in den Verbindungen

Selbst wenn der Messaufbau den oben genannten Richtlinien folgt und Masseschleifen oder eine Sättigung der analogen Eingangsstufe vermeidet, enthält das gemessene Signal fast zwangsläufig ein gewisses Maß an Rauschen oder ein unerwünschtes Signal aus der Umgebung. Dies gilt insbesondere für analoge Signale mit niedrigem Pegel, die mit dem in vielen Datenerfassungsgeräten integrierten Verstärker verstärkt werden. Erschwerend kommt hinzu, dass bei PC-Datenerfassungskarten im Allgemeinen einige digitale Ein- und Ausgangssignale am I/O-Anschluss anliegen. Folglich kann jede Aktivität bei diesen digitalen Signalen an der Datenerfassungskarte, die über eine gewisse Strecke in unmittelbarer Nähe zu den analogen Signalen mit niedrigem Pegel im Verbindungskabel übertragen werden, eine Rauschquelle im verstärkten Signal darstellen. Zur Minimierung der Rauschkopplung von dieser und anderen Fremdquellen kann ein geeignetes Verkabelungs- und Abschirmungsschema erforderlich sein.

Bevor wir mit der Erörterung der ordnungsgemäßen Verkabelung und Abschirmung fortfahren, müssen wir genau wissen, was es mit dem Problem der Interferenzrauschkopplung auf sich hat. Es gibt keine einheitliche Lösung für das Problem der Rauschkopplung. Eine unangemessene Lösung kann das Problem sogar noch verschlimmern.

Ein Interferenz- oder Rauschkopplungsproblem ist in Abbildung 12 dargestellt.



Abbildung 12: Blockschaltbild des Rauschkopplungsproblems

 

Wie in Abbildung 12 dargestellt, gibt es vier Hauptmechanismen für Rauschkopplung: Impedanzkopplung, kapazitive Kopplung, induktive Kopplung und Strahlungskopplung. Bei der Impedanzkopplung (auch als galvanische Kopplung bezeichnet) führen Ströme aus unterschiedlichen Schaltungen zu einer gemeinsamen Impedanz. Die kapazitive Kopplung resultiert aus zeitlich variierenden elektrischen Feldern in der Nähe der Signalstrecke. Die induktive Kopplung oder Gegeninduktion resultiert aus zeitlich variierenden Magnetfeldern in dem von der Signalschaltung umschlossenen Bereich. Wenn die Quelle des elektromagnetischen Felds weit vom Signalstromkreis entfernt ist, werden die Kopplungen des elektrischen und magnetischen Felds als kombinierte elektromagnetische Kopplung betrachtet. Dies wird auch als Strahlungskopplung bezeichnet.

 

Rauschen durch Impedanzkopplung

Zu einem Rauschen durch Impedanzkopplung kommt es, weil Leiter eine endliche Impedanz haben. Die Auswirkung der Leitungsimpedanzen muss bei der Gestaltung eines Verdrahtungsschemas berücksichtigt werden. Gegen die Impedanzkopplung helfen die Unterbrechung etwaiger Masseschleifen (falls vorhanden) und getrennte Masserückleitungen für Signale mit niedrigem und hohem Pegel und hoher Leistung. Ein Schema mit einem Reihen-Masseanschluss, der zu einer Impedanzkopplung führt, ist in Abbildung 13a dargestellt.

Wenn der Widerstand der gemeinsamen Rückleitung von A nach B 0,1 Ω beträgt, würde die gemessene Spannung vom Temperatursensor um 0,1 Ω * 1 A = 100 mV variieren, je nachdem, ob der Schalter geschlossen oder offen ist. Dies entspricht bei der Temperaturmessung einem Fehler von 10 °. Die Schaltung von Abbildung 13b zeigt getrennte Masserückleitungen. Dadurch ändert sich der gemessene Temperatursensorausgang nicht, wenn der Strom im Schwerlastkreis ein- und ausgeschaltet wird.




Abbildung 13: Rauschen durch Impedanzkopplung

 

Kapazitive und induktive Kopplung

Das Analyse-Hilfsmittel, das zur Beschreibung der Wechselwirkung von elektrischen und magnetischen Feldern des Rauschens und der Signalschaltungen erforderlich ist, ist die mathematisch komplexe Maxwell-Gleichung. Für ein intuitives und qualitatives Verständnis dieser Kopplungsarten reichen jedoch vereinfachte Ersatzschaltbilder aus. Die Abbildungen 14 und 15 zeigen das vereinfachte Ersatzschaltbild der Kopplung der elektrischen und magnetischen Felder.




Abbildung 14. Kapazitive Kopplung zwischen Rauschquelle und Signalschaltung, dargestellt durch den Kondensator Cef im Ersatzschaltbild



Abbildung 15. Induktive Kopplung zwischen Rauschquelle und Signalschaltung, dargestellt durch die Gegeninduktivität M im Ersatzschaltbild

 

Die Einführung von Modellen mit vereinfachten Ersatzschaltbildern geht auf eine Verletzung der beiden zugrunde liegenden Annahmen bei der Analyse elektrischer Schaltungen ein. Erstens: Alle elektrischen Felder sind auf das Innere von Kondensatoren beschränkt. Und zweitens: Alle Magnetfelder sind auf das Innere von Induktoren beschränkt.

 

Kapazitive Kopplung

Hieran zeigt sich, wie nützlich das vereinfachte Ersatzschaltbild für Kopplungsarten ist. Eine elektrische Feldkopplung wird als Kapazität zwischen den beiden Schaltkreisen dargestellt. Die äquivalente Kapazität Cef ist direkt proportional zum Überlappungsbereich und umgekehrt proportional zum Abstand zwischen den beiden Schaltkreisen. Somit wird durch Erhöhen des Abstands oder Minimieren der Überlappung Cef und damit die kapazitive Kopplung zwischen Rauschschaltung und Signalschaltung minimiert. Andere Eigenschaften der kapazitiven Kopplung können ebenfalls aus dem Modell abgeleitet werden. Beispielsweise ist der Pegel der kapazitiven Kopplung direkt proportional zur Frequenz und Amplitude der Rauschquelle und zur Impedanz der Empfängerschaltung. Somit kann die kapazitive Kopplung dadurch reduziert werden, dass die Spannung oder Frequenz der Rauschquelle oder die Impedanz der Signalschaltung verringert wird. Die äquivalente Kapazität Cef kann auch durch eine kapazitive Abschirmung verringert werden. Die kapazitive Abschirmung funktioniert durch Umgehung oder Bereitstellung einer anderen Strecke für den Induktionsstrom, sodass dieser nicht im Signalstromkreis übertragen wird. Eine ordnungsgemäße kapazitive Abschirmung muss sowohl im Hinblick auf die Position als auch auf den Anschluss der Abschirmung wohl überlegt sein. Die Abschirmung muss zwischen den Leitern der kapazitiven Kopplung platziert werden und darf nur am Quell-Ende mit Masse verbunden werden. Wenn die Abschirmung an beiden Enden geerdet wird, fließen erhebliche Masseströme. Beispielsweise kann eine Potentialdifferenz von 1 V zwischen den Masseanschlüssen einen Massestrom von 2 A in der Abschirmung verursachen, wenn dieser einen Widerstand von 0,5 Ω hat. Zwischen den Massen können Potentialdifferenzen in der Größenordnung von 1 V bestehen. Der Effekt dieses möglicherweise großen Massestroms wird beim Rauschen aufgrund von induktiver Kopplung noch genauer untersucht. In der Regel darf leitfähiges Metall oder leitfähiges Material in der Nähe der Signalstrecke ebenfalls nicht erdfrei sein, da das Rauschen durch die kapazitive Kopplung erhöht werden kann.



Abbildung 16. Unsachgemäßer Abschluss der Abschirmung – Masseströme werden in der Abschirmung geleitet



Abbildung 17. Richtiger Abschluss der Abschirmung – es fließt kein Masse- oder Signalstrom durch die Abschirmung

 

Induktive Kopplung

Wie bereits erläutert, resultiert die induktive Kopplung aus zeitlich variierenden Magnetfeldern in dem von der Signalschleife umschlossenen Bereich. Diese Magnetfelder werden durch Ströme in nahegelegenen Rauschkreisen erzeugt. Die induzierte Spannung Un in der Signalschaltung ergibt sich aus der Formel:

 

Un = 2p fBACosÆ (1)

 

Hierbei ist f die Frequenz der sinusförmig variierenden Flussdichte, B der Effektivwert der Flussdichte, A die Fläche der Signalkreisschleife und Æ der Winkel zwischen der Flussdichte B und der Fläche A.

Das vereinfachte Ersatzschaltbild der induktiven Kopplung ist die Gegeninduktivität M, wie in Abbildung 15 (b) dargestellt. Mit der Gegeninduktivität M lässt sich Un mit folgender Formel bestimmen:

 

Un = 2p fMI n (2)

 

Dabei ist In der Effektivwert des Sinusstroms im Rauschkreis und f die Frequenz.

Da M direkt proportional zur Fläche der Empfängerschaltungsschleife und umgekehrt proportional zum Abstand zwischen der Rauschquellenschaltung und der Signalschaltung ist, wird durch Erhöhen des Abstands oder Minimieren der Signalschleifenfläche die induktive Kopplung zwischen den beiden Schaltungen minimiert. Das Reduzieren des Stroms In im Rauschkreis oder das Reduzieren seiner Frequenz kann die induktive Kopplung ebenfalls reduzieren. Die Flussdichte B aus dem Rauschkreis kann auch durch das Verdrillen der Rauschquellendrähte verringert werden. Schließlich kann entweder eine Rauschquelle oder eine Signalschaltung magnetisch abgeschirmt werden, um die Kopplung so gering wie möglich zu halten.

Die Abschirmung gegen niederfrequente Magnetfelder ist nicht so einfach wie die Abschirmung gegen elektrische Felder. Die Wirksamkeit der magnetischen Abschirmung ist abhängig von der Art des Materials, seiner Permeabilität und Stärke sowie den in Frage kommenden Frequenzen. Aufgrund seiner hohen relativen Permeabilität ist Stahl als Abschirmung für niederfrequente Magnetfelder (ungefähr unter 100 kHz) viel wirksamer als Aluminium und Kupfer. Bei höheren Frequenzen können jedoch ebenso gut Aluminium und Kupfer verwendet werden. Der Absorptionsverlust bei Kupfer und Stahl für zwei Materialstärken ist in Abbildung 18 dargestellt. Die magnetischen Abschirmungseigenschaften dieser Metalle sind bei niedrigen Frequenzen wie denen des Stromnetzes (50 bis 60 Hz) ziemlich unwirksam. Die Netzfrequenz ist in den meisten Umgebungen die wichtigste niederfrequente, magnetisch gekoppelte Rauschquelle. Für die magnetische Abschirmung bei niedrigen Frequenzen gibt es zwar effektivere Materialien, wie etwa Mu-Metall, aber dieses ist sehr zerbrechlich, was schon bei leichten mechanischen Belastungen zu einer starken Verschlechterung der Permeabilität und damit der Wirksamkeit als magnetische Abschirmung führen kann.




Abbildung 18. Absorptionsverlust als Funktion der Frequenz (aus Referenz 1)

 

Aufgrund der fehlenden Kontrolle über Parameter der Schaltung, die das Rauschen verursacht, und der relativen Schwierigkeit einer magnetischen Abschirmung ist die Verringerung der Fläche der Signalkreisschleife ein wirksames Mittel zur Minderung der induktiven Kopplung. Twisted-Pair-Verkabelung ist vorteilhaft, da sie sowohl die Schleifenfläche im Signalkreis reduziert als auch induktionsbedingte Fehler aufhebt.

Formel Nr. 2 bestimmt den Effekt der Präsenz von Masseschleifenströmen in der Abschirmung für die Schaltung in Abbildung 16. Für In = 2 A, f = 60 Hz und M = 1 µH/Fuß bei einem 10 Fuß (ca. 3,05 m) langen Kabel ergibt sich folgender Wert:

 

Un = (2)(3,142)(60)(1 ´ 10 –6 ´ 10)(2) = 7,5 mV

 

Dieser Rauschpegel entspricht 3,1 LSB für ein 12-Bit-Datenerfassungssystem im 10-V-Bereich. Die Wirksamkeit des Datenerfassungssystems wird somit in etwa auf die eines 10-Bit-Erfassungssystems reduziert.

Bei einem Gerät der E-Serie mit einem abgeschirmten Kabel in einer Differentialschaltung wird die Fläche der Signalkreisschleife minimiert, da jedes Signalleitungspaar verdrillt ist (Twisted Pair). Dies gilt nicht, wenn dasselbe Gerät mit denselben Kabeln gegen Bezugspotential geschaltet ist, da Schleifenflächen unterschiedlicher Größe mit unterschiedlichen Kanälen gebildet werden können.

Stromsignalquellen sind gegen diese Art von Rauschen störfester als Spannungssignalquellen, da die magnetisch induzierte Spannung in Reihe mit der Quelle auftritt, wie in Abbildung 19 dargestellt. U21 und U22 sind Rauschquellen mit induktiver Kopplung, und Uc ist eine Rauschquelle mit kapazitiver Kopplung.



Abbildung 19. Schaltungsmodell mit induktiver und kapazitiver Rauschspannungskopplung
(H. W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, Wiley, 1976.)

 

Der Pegel bei der induktiven und kapazitiven Kopplung hängt von der Rauschamplitude und der Entfernung zwischen Rauschquelle und Signalkreis ab. Daher sind eine zunehmende Trennung von Störschaltungen und eine Verringerung der Amplitude der Rauschquelle vorteilhaft. Die Impedanzkopplung resultiert aus direktem Kontakt. Daher ist es nicht sinnvoll, die physische Trennung vom Rauschkreis zu erhöhen.

 

Strahlungskopplung

Die Strahlungskopplung von Strahlungsquellen wie Radio- und Fernsehsendern sowie Kommunikationskanälen wird normalerweise nicht als Interferenzquelle bei niederfrequenten Bandbreitenmesssystemen (weniger als 100 kHz) angesehen. Hochfrequenzrauschen kann jedoch durch einen als Audio-Gleichrichtung bezeichneten Prozess gleichgerichtet werden und in Niederfrequenzschaltungen auftreten. Dieser Prozess ist auf nichtlineare Übergänge in ICs, die als Gleichrichter fungieren, zurückzuführen. Einfache passive RC-Tiefpassfilter am Empfängerende einer langen Kabelstrecke können die Audio-Gleichrichtung verringern.

Die allgegenwärtigen Computeranschlüsse sind eine Quelle für elektrische und magnetische Feldstörungen bei in der Nähe liegenden empfindlichen Schaltungen. Dies ist in Abbildung 20 dargestellt, die die Graphen von Daten zeigt, die mit einem DAQ-Gerät bei einer Verstärkung von 500 mit dem integrierten programmierbaren Verstärker gemessen wurden. Das Eingangssignal ist ein Kurzschluss am Anschlussblock. Zwischen dem Anschlussblock und dem Geräte-I/O-Anschluss wurde ein 0,5 m langes ungeschirmtes Verbindungskabel eingesetzt. Für die Verbindung des differentiellen Signals wurden die Eingänge des hohen und des niedrigen Kanals miteinander und mit der Masse des analogen Systems verbunden. Für die massebezogene Verbindung wurde der Kanaleingang mit der Masse des analogen Systems verbunden.



Abbildung 20. Störfestigkeit der Konfiguration des differentiellen Eingangs im Vergleich zur RSE-Konfiguration (Verstärkung der DAQ-Karte: 500; Kabel: 0,5 m ungeschirmt; Rauschquelle: Computerbildschirm)

 

Verschiedene Rauschquellen

Bei jeder Bewegung des Verbindungskabels, z. B. aufgrund von Vibrationen in der Umgebung, muss auf den triboelektrischen Effekt sowie auf die induzierte Spannung aufgrund des sich ändernden Magnetflusses in der Signalkreisschleife geachtet werden. Der triboelektrische Effekt wird durch die Ladung verursacht, die auf dem Dielektrikum innerhalb des Kabels erzeugt wird, wenn es keinen dauerhaften Kontakt mit den Kabelleitern hat.

Eine Änderung des Magnetflusses kann sich aus einer Flächenänderung der Signalkreisschleife ergeben, die durch die Bewegung eines oder beider Leiter verursacht wird – eine weitere Wirkung der induktiven Kopplung. Die Lösung besteht darin, baumelnde Drähte zu vermeiden und die Kabel zu befestigen.

In Messkreisen für Schaltungen mit sehr niedrigem Pegel muss auf eine weitere Quelle von Messfehlern geachtet werden – die versehentlichen Thermoelemente, die sich an den Verbindungsstellen unterschiedlicher Metalle bilden. Fehler aufgrund von Thermoelementeffekten stellen keine Interferenzfehler dar, sind jedoch erwähnenswert, da sie bei Signalmessungen mit niedrigem Pegel die Ursache für mysteriöse Offsets zwischen Kanälen sein können.

 

Symmetrische Systeme

Bei der Beschreibung des differentiell geschalteten Messsystems wurde erwähnt, dass der CMRR-Wert in einer symmetrischen Schaltung optimal ist. Eine symmetrische Schaltung erfüllt die folgenden drei Kriterien:

 

  • Die Quelle ist symmetrisch: Beide Anschlüsse der Quelle (hohes Signal und Bezugspotential) haben die gleiche Impedanz gegen Masse.
  • Das Kabel ist symmetrisch: Beide Leiter haben die gleiche Impedanz gegen Masse.
  • Der Empfänger ist symmetrisch: Beide Anschlüsse am Mess-Ende haben die gleiche Impedanz gegen Masse.

 

Der Anstieg der kapazitiven Kopplung wird in einer symmetrischen Schaltung minimiert, da die induzierte Rauschspannung an beiden Leitern aufgrund der gleichen Impedanz gegenüber Masse und Rauschquelle identisch ist.



Abbildung 21. Schaltungsmodell mit Rauschen aufgrund kapazitiver Kopplung
(H. W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, Wiley, 1976.)

 

Wenn das Schaltungsmodell aus Abbildung 21 ein symmetrisches System wäre, gälten die folgenden Bedingungen:

 

Z1 = Z2 und Zc1 = Zc2

 

Eine einfache Schaltungsanalyse zeigt, dass für den symmetrischen Fall U+ = U- die kapazitiv gekoppelte Spannung Uc als Gleichtaktsignal erscheint. Im Fall eines unsymmetrischen Systems, also entweder Z1 <> Z2 oder Zc1 <> Zc2, erscheint die kapazitiv gekoppelte Spannung Uc als differentielle Spannung, d. h., U+ <> U-. Dies kann nicht durch einen Instrumentenverstärker unterdrückt werden. Je größer die Asymmetrie im System bzw. je größer der Unterschied bei der Impedanz gegen Masse und je größer die Rauschquelle bei der kapazitiven Kopplung, desto höher ist die differentielle Komponente des Rauschens bei der kapazitiven Kopplung.

Eine differentielle Verbindung liegt vor, wenn sich in der Verkabelung auf der Seite des Datenerfassungsgeräts ein symmetrischer Empfänger befindet. Die Schaltung ist jedoch nicht symmetrisch, wenn entweder die Quelle oder die Verkabelung nicht symmetrisch ist. Dies ist in Abbildung 22 dargestellt. Das Datenerfassungsgerät ist für den Modus mit differentiellem Eingang und einer Verstärkung von 500 konfiguriert. Die Quellenimpedanz Rs war in beiden Konfigurationen gleich (1 kΩ). Die in der Schaltung von Abbildung 22b verwendeten Vorspannungswiderstände weisen beide einen Wert von 100 kΩ auf. Die Gleichtaktunterdrückung ist für die Schaltung in Abbildung 22b besser als für die in Abbildung 22a. Die Abbildungen 22c und 22d sind Zeitbereichsdiagramme der Daten, die sich aus den Konfigurationen von Abbildung 22a bzw. 22b ergeben. Bei der Konfiguration mit symmetrischer Quelle gibt es keine auf Rauschen zurückzuführenden Frequenzbestandteile. Die Rauschquelle in dieser Konfiguration war der Computermonitor. Bei der symmetrischen Konfiguration ist auch die Signalquelle eine wie folgt zu berechnende Last:

 

R = Rg1 + Rg2

 

Der Effekt dieser Last darf nicht ignoriert werden. Bei der unsymmetrischen Konfiguration ist die Signalquelle keine Last.

In einem Aufbau wie dem in Abbildung 22a ist die Asymmetrie des Systems (unterschiedliche Impedanz gegen Masse bei den Leitern für hohe und niedrige Signale) proportional zur Quellenimpedanz Rs. Für den Grenzfall Rs = 0 Ω ist der Aufbau in Abbildung 22a ebenfalls symmetrisch und daher weniger rauschempfindlich.




Abbildung 22. Konfiguration der Quelle und erfasste Daten

 

Twisted-Pair- oder geschirmte Twisted-Pair-Kabel sind Beispiele für symmetrische Kabel. Koaxialkabel sind dagegen nicht symmetrisch, da die beiden Leiter eine unterschiedliche Kapazität gegen Masse haben.

 

Quellenimpedanzkurven

Da die Quellenimpedanz für die Bestimmung der kapazitiven Störfestigkeit der Verkabelung von der Quelle zum Datenerfassungssystem wichtig ist, sind die Impedanzkurven einiger der am häufigsten eingesetzten Sensoren in Tabelle 2 aufgeführt.

Sensor
Impedanzkurve
Thermoelemente
Niedrig (<20 Ω)
Thermistoren
Hoch (> 1 kΩ)
Widerstandstemperaturfühler (RTD)
Niedrig (<1 kΩ)
Festkörper-Druckwandler
Hoch (> 1 kΩ)
Dehnungsmessstreifen
Niedrig (<1 kΩ)
Glas-pH-Elektrode
Sehr hoch (1 GΩ)
Potentiometer (lineare Verschiebung)
Hoch (500 Ω bis 100 kΩ)
Tabelle 2. Impedanzkurven von Sensoren

 

Hochohmige Sensorausgänge mit niedrigem Pegel sollten von einer Signalaufbereitungsstufe in der Nähe des Sensors verarbeitet werden.

 

Lösen von Rauschproblemen in Messaufbauten

Am Beginn der Lösung von Rauschproblemen in einem Messaufbau steht die Ermittlung der Ursache des Interferenzproblems.  Die Rauschprobleme können von allen Komponenten, angefangen vom Sensor bis hin zum Datenerfassungsgerät, ausgelöst werden. Die Ursache kann durch Ausprobieren und Ausschließen ermittelt werden.

Das Datenerfassungsgerät selbst muss zuerst überprüft werden. Hierfür werden die Messwerte bei einer niederohmigen Quelle ohne Verkabelung untersucht. Schließen Sie dazu einfach mit einem möglichst kurzen Kabel, vorzugsweise am I/O-Anschluss des Datenerfassungsgeräts, das hohe und das niedrige Signal mit der Masse des Analogeingangs kurz. Die hierbei beobachteten Rauschpegel geben Ihnen eine Vorstellung vom Idealfall, der mit dem verwendeten Datenerfassungsgerät möglich ist. Wenn sich die gemessenen Rauschpegel gegenüber den im vollständigen Aufbau (Datenerfassungsgerät plus Verkabelung plus Signalquellen) beobachteten Werten nicht reduzieren, ist das Messsystem selbst für das bei den Messungen festgestellte Rauschen verantwortlich. Wenn das festgestellte Rauschen im Datenerfassungsgerät nicht den Gerätespezifikationen entspricht, ist möglicherweise eines der anderen Geräte im Computersystem dafür verantwortlich.

Entfernen Sie andere Karten aus dem System, und prüfen Sie, ob die Rauschpegel dadurch sinken. Eine weitere Alternative besteht darin, die DAQ-Karte in einen anderen Steckplatz einzusetzen.

Unter Umständen spielt auch die Position von Computermonitoren eine Rolle. Für Signalmessungen mit niedrigem Pegel sollte der Monitor so weit wie möglich von der Signalverkabelung und dem Computer entfernt stehen. Platzieren Sie den Monitor nicht auf dem Computergehäuse, wenn Signale mit niedrigem Pegel erfasst oder erzeugt werden.

Die Verkabelung von der Signalaufbereitung und der Umgebung, in der die Verkabelung zum Erfassungsgerät geführt wird, kann als Nächstes überprüft werden, wenn das Erfassungsgerät als Ursache ausgeschlossen wurde. Die Signalaufbereitungseinheit bzw. die Signalquelle sollte durch eine niederohmige Quelle ersetzt werden. Anschließend sollten die Rauschpegel in den digitalisierten Daten beobachtet werden. Die niederohmige Quelle kann ein direkter Kurzschluss der hohen und niedrigen Signale zur Masse des Analogeingangs sein. Diesmal befindet sich der Kurzschluss jedoch am entfernten Ende des Kabels. Wenn die beobachteten Rauschpegel in etwa denen mit der eigentlichen Signalquelle anstelle des Kurzschlusses entsprechen, ist die Verkabelung und/oder die Umgebung, in der die Verkabelung verläuft, die Ursache. Eine Neuverlegung der Verkabelung und ein größerer Abstand von den Rauschquellen sind mögliche Lösungen. Wenn die Rauschquelle nicht bekannt ist, können die Interferenzfrequenzen mit einer Spektralanalyse des Rauschens ermittelt werden. Diese Frequenzen wiederum helfen dabei, die Rauschquelle zu lokalisieren. Wenn allerdings die beobachteten Rauschpegel kleiner sind als bei der eigentlichen Signalquelle, sollte als Nächstes anstelle des Kurzschlusses am anderen Ende des Kabels ein Widerstand ausprobiert werden, der ungefähr dem Ausgangswiderstand der Quelle entspricht. Dieser Aufbau zeigt, ob die kapazitive Kopplung im Kabel aufgrund einer hohen Quellenimpedanz das Problem ist. Wenn die beobachteten Rauschpegel aus diesem letzten Aufbau kleiner sind als beim eigentlichen Signal, können Verkabelung und Umgebung als Problem ausgeschlossen werden. In diesem Fall ist die Ursache entweder die Signalquelle selbst oder eine falsche Konfiguration des Datenerfassungsgeräts für diese Art von Quelle.

 

Signalverarbeitungstechniken zur Rauschunterdrückung

Signalverarbeitungstechniken sind kein Ersatz für eine ordnungsgemäße Systemverbindung. Dennoch können sie auch zur Rauschreduzierung eingesetzt werden. Alle rauschreduzierenden Signalverarbeitungstechniken beruhen auf dem Prinzip, zugunsten des Rauschabstands auf Signalbandbreite zu verzichten. Grob lassen sich diese Maßnahmen in Maßnahmen vor oder nach der Datenerfassung einteilen. Beispiele für Techniken vor der Datenerfassung sind verschiedene Arten der Filterung (Tiefpass, Hochpass oder Bandpass), um das bandexterne Rauschen im Signal zu reduzieren. Die Messbandbreite muss die Dynamik oder den Frequenzbereich des Sensors nicht überschreiten. Die Techniken nach der Datenerfassung können als digitale Filterung bezeichnet werden. Die einfachste Filtertechnik nach der Erfassung ist die Mittelwertbildung. Dies führt zu einer Kammfilterung der erfassten Daten. Dies ist besonders nützlich, um bestimmte Interferenzfrequenzen wie 50 bis 60 Hz zu unterdrücken. Denken Sie daran, dass die induktive Kopplung von Niederfrequenzquellen wie 50-Hz- bis 60-Hz-Stromnetzen schwerer abzuschirmen ist. Für eine optimale Interferenzunterdrückung durch Mittelwertbildung muss das Zeitintervall der erfassten Daten, die zur Mittelwertbildung verwendet werden, tacq, ein ganzzahliges Vielfaches von trej = 1 / frej sein. Hierbei ist frej die Frequenz, die optimal unterdrückt wird.

 

tacq = ncycles ´ trej (3)

 

Hierbei ist ncycles die Anzahl der gemittelten Zyklen der Störfrequenz. Da tacq = ns ´ ts ist, wobei ns die Sample-Anzahl zur Mittelwertbildung und ts das Abtastintervall ist, sieht Gleichung (1) wie folgt aus:

 

ns ´ ts = ncycles ´ trej

oder

ns ´ ts = ncycles / frej (4)

 

Gleichung (4) bestimmt die Kombination der Sample-Anzahl und des Abtastintervalls zur Unterdrückung einer bestimmten Störfrequenz durch Mittelwertbildung. Zum Beispiel können wir für eine Unterdrückung der Frequenz 60 Hz unter Verwendung von ncycles = 3 und ns = 40 die optimale Abtastrate wie folgt berechnen:

 

ts = 3 / (60 ´ 40) = 1,25 ms

 

Wenn also 40 Abtastwerte gemittelt werden, die in einem Abtastintervall von 1,25 ms (das entspricht 800 Abtastwerten pro Sekunde) erfasst wurden, wird das 60-Hz-Rauschen aus den erfassten Daten unterdrückt. In ähnlicher Weise werden bei einer Mittelwertbildung aus 80 Abtastwerten, die mit 800 Abtastwerten pro Sekunde (10 Messwerte pro Sekunde) aufgenommen wurden, sowohl 50- als auch 60-Hz-Frequenzen unterdrückt. Wenn Sie eine digitale Tiefpassfilterungstechnik wie die Mittelwertbildung einsetzen, können Sie nicht davon ausgehen, dass die resultierenden Daten frei von Gleichstromfehlern (z. B. durch Masseschleifen verursachte Offsets) sind. Mit anderen Worten: Wenn ein Rauschproblem in einem Messsystem durch Mittelwertbildung gelöst wird, kann das System immer noch DC-Offset-Fehler aufweisen. Das System muss überprüft werden, wenn absolute Genauigkeit für die Messungen unbedingt erforderlich ist.

 

Quellen

  • Ott, Henry W., Noise Reduction Techniques in Electronic Systems. New York: John Wiley & Sons, 1976.
  • Barnes, John R., Electronic System Design: Interference and Noise Control Techniques, New Jersey: Prentice-Hall, Inc., 1987.