Principes fondamentaux du suivi d’enveloppe et solutions de test

Les amplificateurs de puissance (PA) sont plus efficaces lorsqu’ils fonctionnent à leur puissance de sortie maximale, où le gain devient comprimé. Pour un amplificateur de puissance typique W-CDMA/HSPA+/LTE, il est possible d’obtenir jusqu’à 50 % d’efficacité lorsqu’il fonctionne à la puissance de sortie maximale. Cependant, une grande partie de cette efficacité est réduite car les normes de communication modernes telles que W-CDMA et LTE utilisent des signaux modulés avec des rapports de puissance pic/moyenne (PAPR) de plus en plus élevés. De plus, comme la réponse en amplitude de l’amplificateur devient très non linéaire en compression, sa puissance de sortie est habituellement réduite par rapport à la puissance de pic selon le PAPR. Pour les waveforms LTE, le PAPR peut atteindre 7 ou 8 dB, ce qui entraîne un amplificateur de puissance fonctionnant à une puissance moyenne bien inférieure à sa valeur optimale.

Bien que plusieurs techniques puissent améliorer le rendement en puissance ajoutée (PAE) de l’amplificateur, telles que la prédistorsion numérique (DPD), l’ET gagne rapidement en popularité chez les fournisseurs commerciaux d’amplificateurs de puissance. En fait, les stations de base utilisent l’ET depuis plus de dix ans non seulement pour augmenter l’efficacité, mais aussi pour réduire les besoins en refroidissement dus à l’énergie dissipée sous forme de chaleur.

Le principe fondamental de l’ET est de faire fonctionner l’amplificateur en compression aussi souvent que possible. Cette technique exploite le fait que le point de rendement maximal et celui de puissance de sortie maximale varient selon la tension d’alimentation. Pour illustrer ce point, la figure 1 montre le PAE en fonction de la puissance de sortie pour plusieurs valeurs de V_cc. La tendance observée est que la puissance de sortie correspondant au rendement maximal augmente avec l’augmentation de V_cc.

^{Figure 1 : PAE vs. P en sortie en fonction de V_cc.}

L’idée de base de l’ET est d’associer la puissance de sortie instantanée à une valeur optimale de V_cc, maximisant ainsi le temps pendant lequel l’amplificateur fonctionne au bord de la compression. Le PAE théorique avec ET pour cet amplificateur particulier est illustré à la figure 1 par la courbe verte. Comme illustré, le PAE effectif est nettement meilleur que le PAE réel avec une tension d’alimentation fixe. Sur la base de ces données, une table de correspondance simple (LUT) peut être créée pour associer la puissance de sortie à une valeur de V_cc optimisée pour le PAE (comme indiqué à la figure 2). Notez qu’une limite inférieure est placée sur le signal V_cc à 1 V. Cette limite a des implications sur la bande passante expliquées ultérieurement. Bien que moduler le signal V_cc pour maximiser le PAE soit une bonne idée en théorie, sa mise en œuvre pratique est difficile. En faisant varier V_cc en fonction de la puissance de sortie, le gain de l’amplificateur change dynamiquement avec V_cc, augmentant ainsi la distorsion AM-AM. Cet effet peut être réduit en restreignant la plage des niveaux de V_cc, ce qui constitue un compromis entre PAE et distorsion AM-AM. Des algorithmes DPD peuvent être appliqués à la waveform RF en bande de base pour corriger la distorsion supplémentaire introduite par l’ET.

^{Figure 2 : Table de correspondance V_cc optimal vs puissance de sortie.}

Les résultats de PAE présentés dans la figure 1 étaient basés sur un signal continu. En utilisant ces valeurs et la fonction de densité de probabilité (PDF) de la puissance P (P en sortie) pour une waveform particulière, il est possible d’estimer un PAE attendu pour un signal modulé, comme indiqué dans l’équation 1.

Pour utiliser cette équation, la figure 3 montre la PDF pour une waveform W-CDMA du cas de test 1 avec une puissance RF moyenne de 0 dBm. En décalant cette waveform vers une puissance de sortie moyenne spécifique, on peut estimer l’efficacité de l’amplificateur avec ce signal modulé particulier.

^{Figure 3 : PDF du cas de test 1 W-CDMA.}

Ce calcul considère la PAE comme une variable aléatoire et suppose que les mesures de PAE en fonction de la puissance de sortie sont statiques, ne variant pas dans le temps. Les mesures de P en sortie sont statiques, c’est-à-dire qu’elles ne varient pas dans le temps. Bien que le calcul de la figure 3 fournisse une bonne approximation du PAE, le PAE réel peut légèrement varier dans le temps en raison des effets mémoire dans l’amplificateur et des variations de gain dues à la température. La figure 5 montre le PAE mesuré comparé au PAE calculé pour la waveform modulée W-CDMA du cas de test 1 à un V_cc fixe, ainsi que le PAE attendu sous conditions ET supposant un modulateur V_cc idéal. Notez que les courbes de PAE attendu et mesuré sont très proches et ne commencent à diverger qu’à des puissances de sortie élevées. Cette divergence est probablement due aux effets mémoire dans l’amplificateur de puissance. En comparant le PAE attendu pour une alimentation ET idéale (courbe verte) au PAE mesuré pour une alimentation fixe (courbe bleue), on constate que l’ET pourrait théoriquement doubler l’efficacité sur une large plage de puissance de sortie.

^{Figure 4 : PAE mesuré et théorique pour V_cc fixe et ET avec la waveform W-CDMA du cas de test 1.}

Bien que l’ET promette d’importantes améliorations d’efficacité, il faut être conscient que le design d’amplificateurs de puissance ET comporte de nombreux compromis. En fait, optimiser un paramètre nécessite de faire des compromis sur d’autres dans le système. Par conséquent, le processus de conception pour choisir les niveaux optimaux de V_cc à une puissance de sortie donnée est très itératif et nécessite une capacité à tester rapidement et de manière fiable les décisions de conception.

Les tests ET ajoutent un élément supplémentaire à un système déjà complexe. Pour qu’un amplificateur de puissance fonctionne avec succès en mode ET, une synchronisation précise est nécessaire entre la waveform RF de bande de base et la tension d’alimentation. Comme montré dans la figure 5, un système de test ET typique utilise un générateur et un analyseur de signaux RF, un générateur de waveforms numériques haute vitesse pour contrôler l’amplificateur de puissance, ainsi qu’une alimentation pour ce dernier.

^{Figure 5 : Configuration de test ET typique.}

Un défi majeur dans les tests ET est la large bande passante nécessaire pour la waveform de l’alimentation. Les exigences en bande passante pour la waveform d’enveloppe sont généralement bien supérieures à celles de la waveform RF. Pour analyser ce phénomène, considérez la LUT V_cc vs. P en sortie illustrée dans la figure 2 ainsi qu’un signal LTE de bande passante 10 MHz. La figure 6 montre la waveform V_cc optimisée pour le PAE et le tracé puissance/temps associé du signal LTE correspondant. Une analyse spectrale montre que la bande passante de la waveform V_cc est au moins trois fois plus large que celle de la waveform RF. L’exigence élevée en bande passante provient de deux facteurs : premièrement, V_cc est une fonction de l’amplitude RF ; deuxièmement, l’écrêtage causé par les limites inférieures imposées dans la LUT, comme montré dans la figure 2.

^{Figure 6 : V_cc et PvT pour signal LTE 10 MHz.}

En effet, pour une waveform LTE 20 MHz, la waveform V_cc devrait avoir au moins 60 MHz de bande passante, comme illustré dans la figure 7. De plus, lorsque la DPD large bande est utilisée, la bande passante requise de la waveform V_cc peut être jusqu’à cinq fois supérieure à celle du signal RF réel. Comme expliqué dans la section suivante, il ne suffit pas qu’un générateur de signaux arbitraires (AWG) soit capable de larges bandes passantes : il doit également disposer d’une excellente résolution temporelle.

^{Figure 7 : Spectres de la waveform LTE 10 MHz et de la tension V_cc optimisée pour le PAE.}

Un second défi lié à la tension d’alimentation est que les AWG ne peuvent fournir assez de courant pour alimenter un amplificateur de puissance, et les alimentations n’ont pas la bande passante requise pour l’ET. La solution consiste à piloter l’amplificateur de puissance avec un modulateur de puissance alimenté par une source continue et modulé par un signal V_cc issu d’un AWG, comme montré dans la figure 5.

Le défi majeur du test ET est d’assurer la synchronisation entre le générateur de signaux RF et l’AWG. Comme la maximisation du PAE se fait en choisissant une valeur optimale de V_cc selon la puissance d’entrée, une mauvaise synchronisation des instruments entraînera des valeurs de V_cc trop hautes ou trop basses pour une puissance de sortie donnée.

Si la waveform V_cc est en retard par rapport à la RF, le modulateur de puissance ne pourra pas fournir suffisamment d’énergie lors du pic de puissance. Ainsi, la sortie RF sera atténuée de plusieurs dB en dessous de la puissance de sortie désirée. De plus, juste après un pic de waveform, le modulateur de puissance fournira plus de puissance que nécessaire, réduisant ainsi l’efficacité. Une situation similaire survient si V_cc devance la RF. Le générateur de signaux RF et l’AWG doivent non seulement être synchronisés, mais aussi que cette synchronisation soit répétable.

La synchronisation des instruments est une spécification cruciale dans une configuration de test ET. En raison des exigences strictes en matière de synchronisation, la plateforme PXI est bien adaptée aux défis du test ET. Dans un système de test PXI, les instruments modulaires sont interconnectés via un fond de panier de châssis contenant plusieurs lignes de distribution d’horloge et déclencheur. Cette intégration en un seul châssis simplifie l’installation et améliore la synchronisation du système. En plus du matériel avancé du PXI et de l’émetteur-récepteur de signal vectoriel NI, l’environnement logiciel LabVIEW offre la possibilité de développer et de visualiser des signaux en temps réel, améliorant ainsi la productivité de développement et de test pour cette application.

Les amplificateurs de puissance ET doivent fonctionner avec un générateur de signaux RF et un jitter de synchronisation V_cc inférieur à 1 ns, ce qui impose des exigences de synchronisation nettement supérieures, préférablement de l’ordre de 100 ps. Le PXI autorise une synchronisation précise grâce à une routine de synchronisation du fond de panier appelée « T-Clock ». « T-Clock » est un mécanisme permettant d’aligner les horloges d’échantillonnage et les déclencheurs de départ pour que tous les appareils démarrent simultanément. Par exemple, l’émetteur-récepteur de signal vectoriel NI PXIe-5644R, un ancien émetteur-récepteur de signal vectoriel (VST) NI PXI utilisé dans cet exemple, a été testé avec un jitter de synchronisation maximal inférieur à 50 ps, répondant ainsi à cette exigence.

Synchroniser le générateur de signaux RF et l’AWG ne couvre que la moitié du défi. Les signaux modulés V_cc et les waveforms RF suivent des parcours différents avant d’atteindre l’amplificateur et subissent donc des délais distincts. Il est donc important de retarder ou d’avancer par programmation la waveform V_cc par rapport au signal RF pour que l’alimentation modulée et le signal RF soient alignés avec un décalage inférieur à la nanoseconde à l’amplificateur.

Une méthode simple pour retarder le signal V_cc par rapport au signal RF d’un multiple entier d’échantillons AWG consiste à insérer des cycles d’attente au début du script de génération. Pour un délai plus précis, la waveform RF peut être décalée par logiciel ou matériel, via un filtre numérique sur le FPGA de l’émetteur-récepteur de signal vectoriel. L’avantage de la solution matérielle est un décalage temporel beaucoup plus rapide qu’avec un filtre logiciel, réduisant le temps nécessaire à l’alignement optimal entre l’AWG et l’émetteur-récepteur de signal vectoriel. À la fréquence d’échantillonnage nominale de V_cc de 400 MS/s, un délai arbitraire avec une résolution de picosecondes est réalisable.

Le dernier équipement de test requis pour cette configuration est une alimentation capable de fournir et mesurer. Un simulateur de batterie, plutôt qu’une unité standard de source et mesure (SMU), est généralement préféré en raison des taux de variation élevés requis par les amplificateurs de puissance. Notez que dans certains cas, un générateur de signaux numériques haute vitesse capable de produire des motifs jusqu’à 26 MHz à 1,8 V est également requis pour le contrôle numérique des amplificateurs de puissance compatibles MIPI.

La méthode la plus directe pour vérifier la synchronisation des signaux V_cc et RF est un numériseur à large bande passante. Dans cet exemple, l’émetteur-récepteur de signal vectoriel NI PXI et l’émetteur-récepteur de signal vectoriel NI PXIe-5451, un ancien générateur de signaux PXI, étaient connectés à deux canaux d’un numériseur 2,5 GS/s. Le générateur de signaux vectoriels produisait une waveform du lien montant DRF LTE 10 MHz à 800 MHz en utilisant la LUT V_cc vs. P en sortie illustré dans la figure 2. Au premier essai, les deux waveforms étaient décalées d’environ 1 µs en raison des délais de pipeline et TNS dans les deux instruments. En utilisant l’algorithme de délai décrit précédemment, les deux waveforms peuvent être alignées par une combinaison d’échantillons d’attente et de délais sub-échantillonnage.

La figure 8 montre ces résultats avec la waveform V_cc mise à l’échelle pour avoir une amplitude comparable à la waveform RF. Le graphique montre les deux waveforms alignées entre elles, et cette synchronisation reste constante entre les différentes exécutions même après une mise hors tension/reprise du système.

^{Figure 8 : Suivi RF V_cc optimisé pour le PAE.}

Un numériseur haute vitesse est utile pour inspecter visuellement l’alignement des deux waveforms à l’entrée de l’amplificateur, mais ne mesure pas ses performances. Comme indiqué précédemment, un mauvais alignement entre V_cc et le signal RF affecte gravement la linéarité de l’amplificateur. C’est pourquoi on peut utiliser une mesure de puissance sur canal adjacent (ACP) pour évaluer l’alignement optimal de V_cc et du signal RF. La dégradation ACP dépend de l’appareil, mais on peut s’attendre à une amélioration significative mesurée avec un analyseur de signaux RF lorsque la synchronisation est correctement calibrée.

Au cours de la dernière décennie, l’ET dans les stations de base cellulaires a prouvé son efficacité pour augmenter l’efficacité des amplificateurs de puissance et réduire les besoins de refroidissement dus à l’énergie dissipée en chaleur. Avec l’évolution des normes sans fil, les fabricants d’appareils portables cherchent également à appliquer l’ET pour bénéficier des mêmes avantages. Bien que l’ET promette des économies d’énergie considérables et une autonomie de batterie prolongée par rapport aux alimentations fixes classiques, elle pose d’importants défis d’instrumentation aux concepteurs d’amplificateurs de puissance et aux ingénieurs de test. La solution de test basée sur PXI présentée ici répond aux principaux défis de mesure et, selon les résultats obtenus, constitue une solution très convaincante pour les tests d’amplificateurs de puissance ET.

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Cet article a été publié pour la première fois dans le numéro de juin 2013 de Microwave Journal. Publié avec l’autorisation de Microwave Journal.