Vorteile SMC-basierter Arbiträrsignalgeneratoren für die Erzeugung von I/Q-Signalen

Überblick

Digitale Kommunikationssysteme sind heutzutage überall zu finden. So haben Vorzüge wie z. B. geringerer Stromverbrauch, spektrale Effizienz sowie eine hohe Qualität und Kosteneinsparungen dafür gesorgt, dass die gesamte analoge Fernsehinfrastruktur nach und nach von digitalen Kommunikationsmethoden abgelöst wird. Im schnelllebigen Mobilfunkmarkt haben digitale Systeme bereits vor zehn Jahren analoge Systeme abgelöst, wobei die Entwicklung von Multiplexsystemen (mittels FDMA und TDMA) zu den heutigen GSM- und CDMA-basierten Systemen führte. Da in zahlreichen digitalen Kommunikationssystemarchitekturen Datensymbole in Form von I- (In-Phase) und Q- (Quadratur) Signalen dargestellt werden, müssen Ingenieure in der Lage sein, präzise Basisband-I/Q-Signale zu erzeugen.

In der Forschung ist ein System zur Erzeugung flexibler I/Q-Signale besonders für die schnelle Prototypenerstellung und Leistungsevaluierung neuer Modulationsformate und Sender/Empfängerarchitekturen wichtig. Während des Entwurfs neuer Produkte werden I/Q-Signale zur Überprüfung verschiedener Parameter der physikalischen Schicht des I/Q-Modulators/Demodulators, u. a. Phase und Amplitude, DC-Offset und Eingangskompressionspunkt, eingesetzt. Diese Parameter werden auch in der Produktion überprüft, um sicherzustellen, dass nur minimale Verstärkungs- und Phasenfehler auftreten. Diese Parameter sind wichtig, um den Wert der EVM (Error Vector Magnitude) zu reduzieren und Daten korrekt zu übertragen.

Arbiträrsignalgeneratoren wie die Produktfamilie NI 5421 basieren auf der NI-SMC-Architektur (NI Synchronization and Memory Core) und bieten für die Erzeugung von Basisband-I/Q-Signalen sowohl in der Entwurfs- als auch Prüfphase digitaler Kommunikationssysteme einige Vorteile. Sie zeichnen sich u. a. durch folgende Eigenschaften und Funktionen aus:

Inhalt

Synchronisation für maximale Flexibilität

Universelle I/Q-Signalanwendungen erfordern nicht nur eine minimale Verzerrung und geringen Jitter, sondern auch die präzise Steuerung der Signalamplitude, -phase und des -DC-Offsets. Dies sind in der Regel die drei Parameter, die bei einem Modulator überprüft werden. Der Eingangsschaltkreis des Modulators/Demodulators ist in der Regel differenziell aufgebaut und besteht aus den Signalkomponenten I-, I+, Q- und Q+. Es ist zwar möglich, mit einem einzigen Arbiträrsignalgenerator und einem Wandler differenzielle Signale zu erzeugen, jedoch müssen hierbei vier unabhängige Signale erzeugt werden, um die Phasen-, Amplituden- und Offset-Parameter innerhalb der differenziellen Paare (I-, I+ und Q-, Q+) und dem I/Q-Paar explizit zu steuern. Herkömmliche I/Q-Generatoren sind nicht in der Lage, die Parameter innerhalb eines differenziellen Paares anzupassen. Dies kann nur durch die Synchronisation mehrerer unabhängiger Arbiträrsignalgeneratoren erfolgen. Allerdings ist bei der Synchronisation mehrerer Arbiträrsignalgeneratoren der Laufzeitunterschied zwischen den Kanälen sowie der Jitter zu beachten, da diese das differenzielle Signal verzerren können.

Eine korrekte Synchronisation erfordert die Minimierung und präzise Steuerung des Laufzeitunterschieds des Abtasttakts, die Verteilung der Trigger sowie einen Referenztakt mit geringem Jitter. Diese Art der Synchronisation ist mit herkömmlichen GPIB-basierten Arbiträrsignalgeneratoren häufig schwierig bis unmöglich zu realisieren. Es müssten externe Kabel und Referenztakte eingesetzt werden und selbst dann wären die Ergebnisse fragwürdig. Die PXI-Plattform mit ihren integrierten Triggerkanälen und einem Oszillator mit integriertem 10-MHz-Referenztakt eignet sich für die einfache Synchronisation mehrerer Messgeräte und liefert zuverlässige Ergebnisse. Des Weiteren bietet die von NI patentierte T-Clock-Synchronisation ein Verfahren zur Anpassung der Laufzeitverzögerung des Abtasttakts in Intervallen von 20 ps, um die Auswirkungen durch die Trigger-Laufzeitverzögerung zu verhindern.

T-Clock-Synchronisation mehrerer Module
Die Generatoren der Reihe NI 5421 basieren auf der SMC-Architektur und unterstützen deshalb die präzise T-Clock-Synchronisation (siehe auch National Instruments Synchronization and Memory Core: Eine moderne Architektur für Mixed-Signal-Tests). Beim T-Clock-Verfahren werden Trigger für ein Taktsignal wesentlich langsamer empfangen und gesendet als der Abtasttakt des Arbiträrsignalgenerators. Um dieses Taktsignal – genannt T-Clk – zu erzeugen, wird der interne Abtasttakt jedes Geräts auf einen Wert von ≤10 MHz reduziert. Das T-Clk-Signal jedes Geräts wird mithilfe eines T/D-Wandlers (Time-to-Digital) automatisch so ausgerichtet, dass es den T-Clk-Laufzeitunterschied für den 10-MHz-PXI-Referenztakt misst. Um einen Start-Trigger zu senden, sendet der Master-Arbiträrsignalgenerator einen Triggerkanal synchron zur fallenden Flanke des T-Clk-Signals. Alle empfangenden Arbiträrsignalgeneratoren (einschließlich des Master-Arbiträrsignalgenerators) empfangen den Trigger-Impuls und beginnen mit der Signalerzeugung an der nächsten steigenden Flanke der T-Clk. Da die Dauer des T-Clk-Signals 100 ns oder mehr beträgt, bleibt für den Trigger-Impuls genug Zeit, um sich vor der nächsten steigenden Flanke auf alle Geräte zu verbreiten und sicherzustellen, dass alle Generatoren zur gleichen Zeit Signale erzeugen.

Dieses Verfahren resultiert in einem Laufzeitunterschied von ≤500 ps zwischen Kanälen. Für einen noch geringeren Laufzeitunterschied können die Ausgänge der Arbiträrsignalgeneratoren an ein Oszilloskop mit mehreren Kanälen und hoher Bandbreite angeschlossen werden, was zu präziseren Phasenmessungen als mit dem integrierten T/D-Wandler führt. Die einfachste Methode zur Phasenmessung besteht darin, die Arbiträrsignalgeneratoren so zu konfigurieren, dass sie Sinus- oder Rechteckverläufe erzeugen und den Phasenunterschied im Nulldurchgang messen. Anschließend wird das Messergebnis in die NI-T-Clk-Software eingegeben, welche die vom T/D-Wandler gemessenen Ergebnisse überschreibt. Durch die Messung mit einem externen Oszilloskop lässt sich der Laufzeitunterschied auf 10 bis 20 ps reduzieren. Abbildung 1 zeigt zwei synchronisierte Ausgänge des Moduls PXI-5421, die nach manueller Anpassung der Abtasttaktverzögerung 10-MHz-Sinusverläufe produzieren. Der Laufzeitunterschied beträgt hierbei ca. 10 bis 20 ps. Bei einem 10-MHz-Signal bedeutet ein Laufzeitunterschied von 10 ps eine Phasenverschiebung von 0,036 Grad. Dies ist deutlich weniger als die für die meisten I/Q-Anwendungen erlaubten 0,1 Grad. Durch die Anpassung der Abtasttaktverzögerung kann der Laufzeitunterschied sich maximal um ±1 der Abtasttaktperiode in Intervallen von < 20 ps unterscheiden. Ist eine größere Phasenanpassung erforderlich können Abtastungen vom Anfang des Signalverlaufs an das Ende – für eine positive Phase – bzw. vom Ende des Signalverlaufs an den Anfang – für eine negative Phase – verschoben werden. Dieses Verfahren ermöglicht eine grobe Steuerung, während die Anpassung der Abtasttaktverzögerung für die Feinsteuerung sorgt.


Abb. 1: Zwei PXI-5421-Module produzieren 10-MHz-Signale mit weniger als 20 ps Laufzeitunterschied zwischen Kanälen.


Die Anpassungsintervalle für die Abtasttaktverzögerung können mithilfe des hochauflösenden Taktmodus des PXI-5421 – erzeugt durch einen 9852-DDS-Chip von Analog Devices – von < 20 ps noch erheblich verbessert werden. Der Chip AD9852 verfügt über programmierbare 14-bit-Phasen-Offset-Register, so dass die Abtasttaktphase innerhalb von [(Abtasttaktperiode)/16384] Sekunden angepasst werden kann. Beträgt die Abtasttaktfrequenz beispielsweise 100 MS/s kann die Phase in Intervallen von 610 fs (Femtosekunden) angepasst werden. Da der System-Jitter des PXI-5421 bei Einsatz des hochauflösenden Takts ca. 4 ps beträgt, lässt sich diese präzise Phasensteuerung jedoch nur mithilfe eines Phasenhistogramms über viele Ausgangssignalverlaufszyklen messen. Der Vorbehalt bezüglich des Einsatzes des hochauflösenden Takts liegt im hohen Takt-Jitter der DDS-basierten Takterzeugung. Der Jitter erzeugt zudem ein höheres Phasenrauschen bei I/Q-Signalen. Für eine bestmögliche Phasenrauschleistung sollte der Divide-Down-Taktmodus eingesetzt werden. Dieser Modus hat ein Phasenrauschen von -137 dBc/Hz bei einem 10-kHz-Offset vom Trägersignal.

Der hochauflösende Takt bietet zudem eine Tuning-Auflösung für die Abtasttaktfrequenz von 1,06 µHz. Dies ist essenziell für das Erreichen der erforderlichen Chipraten für digitale Kommunikationssysteme. So betragen die Chip/Symbolraten für WCDMA und CDMA2000 3,84 bzw. 1,2288 MHz. In der Regel werden diese Signale mit 4 Samples pro Symbol dargestellt, was in Abtastraten von 15,36 bzw. 4,9152 MHz resultiert. Die hochfrequente Auflösung des PXI-5421 erzeugt dabei die erforderliche Abtastrate für den Signalverlauf und ermöglicht bei Empfängerbelastungsprüfungen die präzise Veränderung der Wiedergabefrequenz, um die Empfindlichkeit der Empfängerfrequenz zu überprüfen.

Da zwei verschiedene Arbiträrsignalgeneratoren das differenzielle Signal erzeugen, trägt der Jitter zwischen Kanälen am meisten zur Signalverzerrung bei. Aus diesem Grunde ist es wichtig, den Jitter so gering wie möglich zu halten. Um den Jitter zu messen, werden zwei Arbiträrsignalgeneratoren angeschlossen, die 10-MHz-Rechtecksignalverläufe an einen CSA8000-Kommunikationssignalanalysator von Tektronix übertragen. Eines der Rechtecksignale triggert den Signalanalysator extern, während das zweite Signal an Kanal 0 angebunden wird. Abbildung 2 zeigt ein Histogramm des Jitters im Nulldurchgang. Der effektive Jitter beträgt 2,954 ps, wobei 95,7 % aller Messwerte eine Abweichung von höchstens 2σ vom Mittelwert haben. Des Weiteren zeigt das Histogramm eine Gauß-Verteilung, die anzeigt, dass der Jitter aus Zufallsrauschen entsteht, welches in allen elektronischen Schaltungen vorkommt.


Abb. 2: Der Jitter zwischen Kanälen des PXI-5421 beträgt 2,954 ps.


Das T-Clock-Verfahren (T-Clk) ermöglicht nicht nur eine leistungsstarke Synchronisation, sondern die T-Clock-API bietet zudem intuitive Funktionen zur Synchronisation der vier Arbiträrsignalgeneratoren. Das erste VI sorgt für eine Phasenkopplung aller Geräte an den 10-MHz-PXI-Referenztakt und konfiguriert die Start-Trigger. Das nächste VI führt die Anpassung des T-Clock durch, um die T-Clks aller Arbiträrsignalgeneratoren zu synchronisieren. Die Erzeugung beginnt und das Programm pausiert bis die Erzeugung vollständig abgeschlossen ist. Abbildung 3 stellt ein einfaches Beispiel dar.



Abb. 3: Vier VIs führen die notwendigen Aufgaben für die präzise Synchronisation der Arbiträrgeneratoren durch.

Weitere Informationen:
National Instruments Synchronization and Memory Core: Eine moderne Architektur für Mixed-Signal-Tests

Erzeugung differenzieller Signale mithilfe von RF-Transformatoren


Einige Produktionsprüfsysteme benötigen keine unabhängige Phasen-, Amplituden- und DC-Offset-Steuerung innerhalb der differenziellen I- und Q-Paare. Für diese Anwendungen eignet sich der Einsatz zweier einkanaliger Arbiträrsignalgeneratoren mit externen Signalkonditionierungsfunktionen. In dieser Konfiguration ist immer noch eine Phasen-, Amplituden- und DC-Offset-Steuerung zwischen den I- und Q-Signalen möglich, nur nicht innerhalb der differenziellen Paare (I-, I+ und Q-, Q+).

Die Schaltungen für die externe Signalkonditionierung sind relativ einfach zu handhaben. Mithilfe eines RF-Transformators werden die Single-ended-Ausgänge der Arbiträrsignalgeneratoren in ein ausgeglichenes differenzielles Signal umgewandelt. Wird ein Transformator mit Mittelanzapfung eingesetzt, lässt sich mithilfe eines kostengünstigen Analogausgangsmoduls auch der DC-Offset auf das ausgeglichene Signal anwenden.

Die Einfügungsdämpfung ist ein wichtiges Kriterium bei der Auswahl eines RF-Transformators und ein Maß für die Verlustleistung zwischen dem Ein- und Ausgang des Transformators. Da die Einfügungsdämpfung von der Eingangsfrequenz abhängt, verzerrt es Signale mit hoher Bandbreite. Es ist wichtig, einen Transformator auszuwählen, der über eine geringe Einfügungsdämpfung für die eingesetzte Signalbandbreite verfügt.

Des Weiteren sollte der Transformator eine Sekundärspule für die Mittelanzapfung besitzen. Wird die Mittelanzapfung an das Analogausgangsmodul angeschlossen, z. B. an das 16-bit-Analogausgangsmodul NI PXI-6704, lässt sich ein DC-Offset auf das Signal anwenden. Da die meisten I/Q-Anwendungen einen DC-Offset von ±1,5 V benötigen, sollte ein Spannungsteiler mit Widerständen am Ausgang des PXI-6704 eingesetzt werden, um die ±10-V-Ausgabe zu reduzieren und gleichzeitig die vollständige Steuerung der 16-bit-Amplitude über den geringeren Spannungsbereich beizubehalten.

Da die Wicklungen der oberen und unteren Seite der Mittelanzapfung selten identisch sind, bietet es sich an, einen Bypass-Kondensator an die Schaltung anzuschließen, um die Mittelanzapfung auf einem AC-Massepegel zu halten, der das Transformatorgleichgewicht aufrechterhält. Die komplette Schaltung wird in Abbildung 4 dargestellt.




Abb. 4: Es kann ein RF-Transformator mit Mittelanzapfung und Spannungsteiler sowie Kondensator eingesetzt werden, um differenzielle Signale mit einem Arbiträrsignalgenerator zu erzeugen.

Einfügungsdämpfung und Impedanzfehlanpassungen sorgen dafür, dass die Signalamplitude am Ausgang des Transformators kleiner ist als die Amplitude am Ausgang des Arbiträrsignalgenerators. Bleibt die Einfügungsdämpfung über den gewünschten Frequenzbereich konstant, kann sie durch eine Widerstand angenähert werden. Der Widerstand muss der Transformatoreingangsimpedanz hinzugefügt werden, um die effektive Impedanz zu berechnen. Ein Funktionsaufruf des Treibers NI-FGEN nutzt diesen Parameter, um die Ausgangsspannung der Geräte NI 5421 anzupassen und die Impedanzfehlanpassungen zwischen dem Transformator und dem 50-Ω-Ausgang des NI 5421 zu kompensieren.

Dateninterpolation für verbesserte spektrale Reinheit


I/Q-Signalanwendungen haben einen großen Anspruch an die spektrale Reinheit von Signalgeneratoren. Um die Verzerrung des Signals durch die D/A-Wandlung zu minimieren, nutzten die Generatoren NI 5421 eine Kombination aus digitalen und analogen Filtern, die für eine Optimierung des Durchlassbereichs, der Phasenlinearität und der Unterdrückung des Nebenträgersignals konzipiert wurden.

Die Abtastungen des D/A-Wandlers müssen mindestens doppelt so schnell aktualisiert werden wie die Bandbreite des Analogsignals, das präzise erzeugt werden soll. Obwohl der Abtasttakt (fs) theoretisch doppelt so hoch ist wie die Signalbandbreite (fo), werden bei |fo ± nfs| Aliassignale in das Ausgangssignal eingebracht (siehe Abbildung 5). Diese Aliassignale beeinflussen die spektrale Reinheit des Signals und müssen deshalb mit einem Tiefpassfilter entfernt werden.

 



Abb. 5: D/A-Aliassignale erzeugen unerwünschte Abtastsignale.

Um Dateninterpolation und die Auswirkungen auf die spektrale Reinheit besser zu verstehen, sollten drei verschiedene analoge Filter mit unterschiedlichen Grenzfrequenzen und Ordnungen betrachtet werden. Die drei Filter werden zusammen mit den Aliassignalen in Abbildung 6 dargestellt. Der ideale analoge Filter ist hier "Analog Filter 1". Da dieser Filter über eine hohe Dämpfung verfügt, gestaltet sich die Implementierung relativ kostenintensiv und beansprucht einen großen Teil der Datenerfassungskarte. Zudem erreicht er nicht den für I/Q-Anwendungen erforderlichen flachen Durchlassbereich. "Analog Filter 2" stellt einen praktischeren Filter dar, der allerdings keine Aliassignale im Femtosekundenbereich unterstützt. Da analoge Filter Vor- und Nachteile bieten, ist es wichtig, den Filter auf Basis der D/A-Wandlerabtastrate und der erzeugten Signalverlaufsfrequenzen auszuwählen. Es ist unmöglich einen analogen Filter zu entwerfen, der eine flexible Abtastrate sowie flexible Ausgangssignalfrequenzen ermöglicht und gleichzeitig strikte Leistungsvorgaben erfüllt.

Ein weiteres zu beachtendes Merkmal analoger Filter ist die Verzögerung der Gruppenlaufzeit – die Zeit, die ein Signal mit festgelegter Dauer (z. B. ein Impuls) benötigt, um den analogen Filter zu durchlaufen. Bei einem idealen Filter mit linearer Gruppenlaufzeitverzögerung unterliegen alle Frequenzen des Signals derselben Zeitverzögerung, so dass das Ausgangssignal nicht phasenverzerrt ist.

"Analog Filter 3" bietet eine weitaus höhere Grenzfrequenz als die anderen beiden analogen Filter. Aufgrund dessen ist der Filter im Durchlassbereich (0 bis 0,43 fs) annähernd flach. Die bei fs und 2 fs erzeugten Aliassignale fallen in den Durchlassbereich von Filter 3 und werden daher nicht gedämpft. Dieses Defizit kann jedoch mithilfe eines digitalen Interpolationsfilters behoben werden.

 

 


Abb. 6: Abtastsignale müssen gefiltert werden, um die spektrale Qualität zu verbessern. Dabei sollten verschiedene Filter in Betracht gezogen werden.

Um eine gute Leistung bei verschiedenen Abtastraten und Ausgangsfrequenzen zu erreichen, nutzen die Geräte NI 5421 einen Half-band-FIR-Digitalfilter zur Interpolation von einem, drei oder sieben Abtastwerte(n) zwischen jeweils zwei Signalabtastungen mit zwei-, vier- oder achtfacher Abtastfrequenz (fs). Der D/A-Wandler arbeitet intern mit einer Abtastrate, die zwei- (2fs), vier- (4fs) oder achtmal (8fs) höher ist als die Abtastfrequenz (die Rate, mit der die Daten aus dem Speicher in den D/A-Wandler getaktet werden).

Der Einsatz eines zweifachen Interpolationsfilters erhöht die effektive Abtastrate des D/A-Wandlers auf 2fs. Der erste Satz an Aliassignalen befindet sich nun bei |2fs ± fo| und fällt in das Stopp-Band von Filter 2.



Abb. 7: Interpolation erhöht die Abtastrate, so dass Signale auf höhere Frequenzen verschoben werden.

Nun kann Filter 2 alle Aliassignale herausfiltern, die durch die Digitalsignalerzeugung entstanden sind (Abbildung 7 zeigt die Frequenzbereichs- und Abbildung 8 die Zeitbereichsdarstellung).

 


Abb. 8: Im Zeitbereich sorgt die Interpolation dafür, dass die scharfen Signalübergänge geglättet werden.

Der Einsatz von zweifachen Interpolationsfiltern und die Erhöhung der Abtastrate des D/A-Wandlers auf 2fs eliminert Aliassignale und erzeugt ein Signal mit höherer spektraler Reinheit. Ein vierfacher Interpolationsfilter sorgt dementsprechend für ein noch besseres Ausgangssignal.

Abbildung 9 zeigt eine vierfache Interpolation bei einer effektiven Abtastrate des D/A-Wandlers von 4fs. Die Aliassignale werden auf 4fs verschoben, so dass sie sich oberhalb der Grenzfrequenz von Filter 3 befinden. Die Konfiguration der Module NI 5421 eliminiert Spektralbilder und verfügt über einen Filter mit maximaler Flachheit innerhalb des Durchlassbereichs. Die Konfiguration verfolgt den Ansatz des idealen Moduls für die digitale Erzeugung von Signalverläufen mit vollkommener spektraler Reinheit. NI 5421 erreicht eine Flachheit des Durchlassbereichs von ±0,25 dB bei 40 MHz und einen THD-Wert (Total Harmonic Distortion) von -75 dB bei 1 MHz.

 

 


Abb. 9: Die Kombination aus digitaler Interpolation und analogen Filtern ermöglicht die größte Flachheit und beste Bildunterdrückung.

Kürzere Downloadzeiten für Signale über den PCI/PXI-Bus


Signalverläufe in digitalen Kommunikationssystemen können relativ groß sein. Wird beispielsweise ein WCDMA-Signal mit einer Pseudozufallsrauschensequenz (PN) von 16 (65635 Symbole) erzeugt, nimmt das Signal einen Speicherplatz von 3,15 MB ein. Um die statistische Zuverlässigkeit der Messungen zu erhöhen, sollten größere Pseudozufallsrauschensequenzen eingesetzt werden. Das Herunterladen von Signalen mit mehr als einigen hundert kB über GPIB kann sehr langsam vonstatten gehen und somit den Prüfdurchsatz wesentlich beeinträchtigen. Obwohl es sich bei Hochgeschwindigkeits-GPIB (HS488) um einen IEEE-Standard handelt, nutzen nur wenige Messgeräte die maximale Datenübertragungsrate von 8 MB/s. In der Regel erreichen GPIB-basierte Messgeräte eine Durchsatzrate von 200 bis 300 kB/s, obwohl der GPIB-Standard eine theoretische Übertragungsrate von 1 MB/s vorsieht.

Die Geräte NI 5421 nutzen einen optimierten Treiber und die SMC-Architektur, um Download-Raten von bis zu 84 MB/s zu ermöglichen. Diese Rate kann mit dem durchsatzstarken PCI/PXI-Bus realisiert werden. Allerdings erreichen wie bei GPIB nur wenige Steckkarten überhaupt den theoretischen maximalen PCI-Durchsatz von 132 MB/s.

 

Signalgröße
(I16 Samples)
Durchschnittszeit NI 5421 (s)
Durchschnittszeit GPIB-Arbiträrsignalgenerator (s)
PCI/PXI-Geschwindigkeitsrate
10000
0,000610
0,151
247x
50000
0,001924
0,807
419x
100000
0,003442
1,724
501x
500000
0,012714
8,149
641x
1000000
0,025005
16,460
658x


Tabelle 1: Der PXI-Bus ist 247- bis 650-mal schneller als GPIB beim Herunterladen von Daten auf einen Arbiträrsignalgenerator.

Großer Speicher für lange Wiedergabezeiten


Ein einkanaliger NI-5421-Arbiträrsignalgenerator bietet aufgrund der SMC-Architektur einen Speicher mit 256 MB. Da jeder Abtastwert (Sample) aus 16 bit besteht, beträgt die Speichergröße (in Samples) 128 MS. Getaktet mit 100 MS/s ergibt sich daraus eine Wiedergabezeit von 1,28 Sekunden. Wird digitale Interpolation eingesetzt, erhöht sich die Wiedergabezeit des NI 5421 bei achtfacher Interpolation auf 2,56 Sekunden. Daten, die mit 50 MS/s in den D/A-Wandler getaktet werden, werden auf 400 MS/s interpoliert, bevor sie in ein Analogsignal umgewandelt werden. Durch die Erzeugung von Trellis- und Konstellationsdiagrammen und die Berechnung der Bitfehlerrate tragen große Datensätze immer zur statistischen Zuverlässigkeit der Messungen bei. Ein großer Speicher verbessert die Messgenauigkeit, da aperiodische Signale so lange wie möglich erzeugt werden können. Wird ein Arbiträrsignalgenerator mit einem kleinen Speicher und Schleifenbildung zur Erzeugung eines großen Signals eingesetzt, kann das Gerät nicht gründlich überprüft werden, da die periodischen Signalelemente die Messergebnisse direkt beeinflussen. Da Pseudozufallssequenzen wichtig für die Einschätzung der Leistung von Kommunikationssystemen sind, sind lange aperiodische Signale, die von einem Arbiträrsignalgenerator mit großem Speicher erzeugt wurden, essenziell für die Durchführung statistisch bedeutsamer Messungen.

Erzeugung von I- und Q-Daten


Zur Erzeugung von I- und Q-Daten können verschiedene Werkzeuge eingesetzt werden. In der Regel werden Daten, die mit Softwarewerkzeugen wie MATRIXx X-Math oder MATLAB® von The MathWorks, Inc. simuliert wurden auf der Festplatte gespeichert. NI LabVIEW und LabWindows/CVI sind in der Lage, verschiedene Datenformate zu lesen und diese entweder in I16- oder Fließkommazahlen – beide Formate werden vom Treiber NI-FGEN erkannt – umzuwandeln. Der Arbiträrsignalgenerator normalisiert zuerst die Signaldaten auf ±1 V und extrahiert den Verstärkungsfaktor. Anschließend nutzt er die vollen 16 bit des D/A-Wandlers und verstärkt bzw. dämpft das Ausgangssignal mithilfe der Front-end-Analogschaltungen, um die bestmögliche Ausgangssignalqualität zu erreichen.

LabVIEW kann zudem mithilfe des NI Modulation Toolkit I/Q-Daten direkt erzeugen. Das Toolkit stellt LabVIEW VIs für die Modulierung und Demodulierung analoger und digitaler Signale wie AM, FM, PM, QPSK und QAM zur Verfügung. In Abbildung 10 ist zu sehen, wie das Toolkit zur Erzeugung von I- und Q-Daten für ein frequenzmoduliertes (FM) Signal eingesetzt wird. Mit dem ersten VI wird das FM-Nachrichtensignal unter Festlegung der Trägerfrequenz und Frequenzabweichung als Sinus-, Rechteck- oder Dreiecksignalverlauf erzeugt. Das nächste VI moduliert das Signal und gibt dem monogenen Signal die komplexen Einhüllenden zurück. Die letzten beiden VIs extrahieren die I- und Q-Daten aus diesem Signal und laden sie auf den Arbiträrsignalgenerator herunter. Für die Überprüfung eines digitalen Modulators ist das Toolkit zudem in der Lage, ein benutzerdefiniertes Nachrichtensignal zu modulieren und die modulierten Komponenten der Signalmagnitude und -phase (komplexe Zahl) zu extrahieren. Die Programmierung für die Erzeugung von Signalen mit unterschiedlichen Modulationsmustern (wie z. B. QAM und QPSK) folgt einem ähnlichen Muster.



Abb. 10: Erzeugung von I- und Q-Signaldaten für ein FM-Signal mit dem NI Modulation Toolkit für LabVIEW.

Um einen Demodulator mithilfe des Toolkits umfassend zu überprüfen, können den I/Q-Signalen Beeinträchtigungen wie Quadraturabweichungen und weißes Gaußsches Rauschen hinzugefügt werden, um reale Betriebsbedingungen präziser abzubilden. Das Modulation Toolkit bietet für die Modellierung von Kanaleffekten Rayleigh- und Rician-Fading-Profile. Alternativ können benutzerdefinierte Fading-Profile basierend auf der Ausgabe des Simulationswerkzeugs erstellt werden.

Weitere Informationen:
QAM: Messenzyklopädie

Fazit


Die SMC-basierten Arbiträrsignalgeneratoren von NI bieten gegenüber traditionellen Messgeräten einige Vorteile. Durch die Synchronisationsfunktionen der T-Clock-Technologie kann ein I/Q-Signalgenerator mit unabhängiger Verstärkungs-, Amplituden- und Phasensteuerung erstellt werden. Des Weiteren ermöglichen die SMC-optimierte PCI/PXI-Schnittstelle und Treibersoftware herausragende Download-Zeiten, die Prüfzeiten verkürzen und gleichzeitig den Prüfdurchsatz erhöhen. Der große Speicher der Arbiträrsignalgeneratoren bietet ausreichend Platz für aperiodische Prüfsignale, was eine bessere Einschätzung der Geräteleistung ermöglicht. Diese Vorteile zusammen mit intuitiver Treibersoftware und erstklassigen Spezifikationen für Analogsignale machen die SMC-basierten Generatoren NI 5421 zu einer ausgezeichneten Wahl für die Erzeugung von I/Q-Signalen.