Envelope Tracking : principes fondamentaux et solutions pour le test

Les amplificateurs de puissance sont plus efficaces lorsqu'ils fonctionnent à la puissance de sortie maximale, où le gain entre dans la zone de compression. Pour un amplificateur de puissance W-CDMA/HSPA+/LTE classique, il est possible d'obtenir jusqu'à 50 % de rendement lorsque l'appareil fonctionne à la puissance de sortie maximale. Cependant, la plus grande partie du rendement s'en trouve réduite car les normes de communication modernes telles que les normes W-CDMA et LTE utilisent des signaux modulés avec des facteurs de crête (PAPR, peak-to-average power ratio) de plus en plus élevés. De plus, la réponse en amplitude de l'amplificateur devient fortement non linéaire en compression, sa puissance de sortie s'éloigne typiquement de la puissance maximale à cause du PAPR. Dans le cas des signaux LTE, le PAPR peut atteindre 7 ou 8 dB, ce qui conduit à un PA fonctionnant à une puissance de sortie moyenne bien inférieure à sa valeur optimale.

Bien que plusieurs techniques puissent être utilisées pour améliorer le PAE de l'amplificateur, comme la prédistorsion numérique (DPD, digital predistortion), l'ET est de plus en plus prisée parmi les vendeurs de PA commerciaux. En fait, les stations de base utilisent l'ET depuis plus de dix ans afin non seulement d'améliorer le rendement, mais aussi de réduire les besoins en refroidissement liés à la dissipation d'énergie sous forme de chaleur.

Le principe de base de l'ET est de faire fonctionner l'amplificateur en compression autant que possible. Cette technique est basée sur le fait que le point de rendement maximal et le point de puissance de sortie maximale varient tous deux en fonction des variations de la tension d'alimentation. Afin d'illustrer ce point, la figure 1 représente le PAE en fonction de la puissance de sortie pour différentes valeurs de V_cc. La tendance observée est que la puissance de sortie au rendement maximal augmente lorsque V_cc augmente.

Figure 1 PAE en fonction de P_out (puissance de sortie) pour plusieurs V_cc.

L'idée de base de l'ET est de faire correspondre la puissance de sortie instantanée à une valeur V_cc optimale, maximisant ainsi le temps que l'amplificateur passe en limite de compression. Le PAE théorique obtenu en utilisant l'ET pour cet amplificateur spécifique est représenté par le tracé vert sur la figure 1. Comme illustré, le PAE effectif est substantiellement meilleur que le PAE obtenu lorsqu'une tension d'alimentation fixe est utilisée. D'après ces données, nous pouvons créer une table de correspondance (LUT, lookup table) qui lie la puissance de sortie à une valeur V_cc à PAE optimisé (comme illustré à la figure 2). Remarquez qu'une limite inférieure est placée sur le signal V_cc à 1 V. Cette limite a des implications sur la bande passante qui seront expliquées dans la suite de cet article. Même si l'idée de moduler le signal V_cc pour maximiser le PAE est bonne en théorie, elle est difficile à mettre en pratique. Une conséquence de la modulation de V_cc en fonction de la puissance de sortie est que le gain de l'amplificateur change dynamiquement lorsque V_cc est modifiée, provoquant une augmentation de la distorsion AM-AM. Il est possible d'amoindrir cet effet en utilisant une plage réduite de niveaux de V_cc, ce qui conduit à un compromis de conception entre PAE et distorsion AM-AM. Des algorithmes de DPD peuvent être appliqués au signal RF en bande de base afin de corriger toute distorsion additionnelle introduite par l'ET.

Figure 2 Table de correspondance de la V_cc optimale en fonction de la puissance de sortie.

Les résultats de PAE indiqués à la figure 1 étaient basés sur un signal sinusoïdal continu. En utilisant ces valeurs et la fonction de densité de probabilité (PDF, probability density function) de la puissance P(P_out) pour un signal particulier, on peut estimer le PAE attendu pour un signal modulé, comme indiqué par l'équation 1.

Pour l'utiliser dans cette équation, la figure 3 représente la PDF pour un signal de test 1 W-CDMA avec une puissance RF moyenne de 0 dBm. En faisant passer ce signal à une puissance de sortie moyenne spécifique, nous pouvons estimer l'efficacité de l'amplificateur avec ce signal modulé particulier

Figure 3 PDF du signal de test 1 W-CDMA.

Ce calcul traite les PAE comme des variables aléatoires et suppose que les mesures de PAE en fonction de P_out sont stationnaires, c'est-à-dire qu'elles ne varient pas dans le temps. Alors que le calcul de la figure 3 nous donne une bonne approximation de PAE, le PAE réel peut varier légèrement dans le temps à cause des effets de mémoire présents dans l'amplificateur et de la variation de gain due à la température. La figure 4 montre le PAE mesuré et le PAE calculé pour le signal de test 1 W-CDMA modulé à une valeur V_cc fixe ainsi que le PAE attendu sous les conditions d'ET en supposant une modulation idéale de V_cc. Notez que les courbes de PAE attendu et mesuré sont très proches et ne commencent à diverger qu'à des puissances de sortie élevées. Cette divergence peut très probablement être attribuée aux effets de mémoire à l'intérieur du PA. En comparant le PAE attendu pour une alimentation électrique idéale en situation d'ET (courbe verte) au PAE mesuré pour une alimentation fixe (courbe bleue), nous observons que l'ET pourrait en théorie atteindre un rendement deux fois plus grand sur une large gamme de puissance de sortie.

Figure 4 PAE mesuré et théorique pour une V_cc fixe et avec ET avec le signal de test 1 W-CDMA.

Bien que l'ET promette d'obtenir des améliorations considérables de l'efficacité, il faut rester conscient du fait que la conception de PA avec ET implique de nombreux compromis. En fait, l'optimisation d'un paramètre nécessitera de compromettre d'autres paramètres du système. Par conséquent, le processus de conception consistant à choisir les niveaux de V_cc optimaux pour une puissance de sortie donnée est très itératif et nécessite de pouvoir tester rapidement et de manière fiable les décisions de conception.

Le test ET complique d'autant plus un système déjà complexe. Pour qu'un PA implémente avec succès un schéma d'ET, une synchronisation minutieuse entre le signal en bande de base RF et la tension d'alimentation est nécessaire. Comme le montre la figure 5, un système de test ET typique comprend un générateur et un analyseur de signaux RF, un générateur de signaux numériques haute vitesse pour contrôler le PA, et une alimentation électrique pour alimenter l'amplificateur.

Figure 5 Système de test ET typique.

L'un des principaux défis de test ET réside dans la large bande passante requise pour le signal d'alimentation. Les exigences en bande passante du signal d'enveloppe sont généralement bien plus élevées que celles d'un signal RF. Pour analyser ce phénomène, prenons la table de correspondance V_cc en fonction de P_out illustrée à la figure 2 et un signal LTE avec une bande passante de 10 MHz. La figure 6 montre le signal V_cc avec PAE optimisé et le tracé puissance/temps associé pour le signal LTE correspondant. Une analyse du spectre indique que la bande passante du signal V_cc est au moins trois fois plus grande que celle du signal RF. Cette grande exigence en bande passante est liée à deux facteurs : d'une part, V_cc est fonction de l'amplitude RF, et d'autre part, un écrêtage apparaît en raison des limites inférieures imposées dans la LUT, telle qu'elle est représentée à la figure 2.

Figure 6 V_cc et puissance/temps pour un signal LTE 10 MHz.

En réalité, pour un signal LTE de 20 MHz, le signal V_cc devrait avoir une bande passante d'au moins 60 MHz, résultat indiqué à la figure 7. De plus, lorsque la prédistorsion numérique à large bande est appliquée, les exigences en bande passante du signal V_cc équivalent souvent jusqu'à cinq fois la bande passante du signal RF réel. Comme nous le verrons dans la section suivante, il ne suffit pas qu'un générateur de signaux arbitraires (AWG, arbitrary waveform generator) soit capable de générer de larges bandes passantes, il doit également avoir une excellente résolution temporelle.

Figure 7 Spectres du signal LTE 10 MHz et de V_cc à PAE optimisé.

Un second défi relatif à la tension d'alimentation est que les AWG ne sont pas capables de fournir suffisamment de courant pour alimenter un PA et l'alimentation électrique n'a pas la bande passante requise pour l'ET. La solution à ce problème est de faire fonctionner le PA avec un modulateur de puissance, lui-même alimenté par une source de courant continu et un signal V_cc modulé provenant d'un AWG, comme illustré à la figure 5.

Le défi le plus difficile à relever d'un test ET est d'assurer la synchronisation des instruments entre le générateur de signaux RF et l'AWG. Comme on obtient un PAE maximisé du PA lorsque l'on choisit une valeur V_cc optimale basée sur la puissance d'entrée, une mauvaise synchronisation entre ces instruments conduira à l'obtention d'une valeur V_cc qui sera soit trop élevée, soit trop basse pour toute puissance de sortie donnée.

Que se passerait-il si le signal V_cc était en retard sur le signal RF ? Le modulateur de puissance ne serait pas capable de fournir suffisamment de puissance à l'appareil lorsque le signal est à puissance maximale. Par conséquent, le signal RF de sortie s'écrêterait de plusieurs dB en-dessous de la puissance de sortie désirée. De plus, immédiatement après la crête du signal, le modulateur de puissance fournirait bien plus de puissance que nécessaire à l'amplificateur, réduisant ainsi le rendement. Une situation similaire se produit lorsque V_cc est en avance sur le signal RF. Non seulement le générateur de signaux RF et l'AWG doivent-ils être synchronisés, mais cette synchronisation doit aussi être reproductible.

La synchronisation des instruments est une spécification cruciale pour une installation de test ET. Les exigences de synchronisation strictes font de la plate-forme PXI une solution parfaitement adaptée à la résolution des défis posés par le test ET. Dans un système de test PXI, des instruments modulaires sont reliés par le fond de panier du châssis contenant un certain nombre de lignes de distribution d'horloge et de déclenchement. Cette intégration au sein d'un châssis unique simplifie la mise en place des instruments et améliore la synchronisation du système.

Les PA ET doivent généralement fonctionner avec un générateur de signaux RF et un jitter de synchronisation de V_cc inférieur à 1 ns, ce qui requiert un système de test considérablement plus performant, de préférence de l'ordre de 100 ps. Le PXI permet une synchronisation précise grâce à l'utilisation du sous-programme de synchronisation "T-Clock" du fond de panier. La technologie T-Clock est un mécanisme qui permet d'aligner les horloges d'échantillonnage et initier les déclenchement de sorte que tous les appareils commencent à générer des signaux simultanément. Par exemple, l'AWG NI PXIe-5451 et le transcepteur de signaux vectoriels NI PXIe-5644R ont été testés avec un jitter de synchronisation maximal inférieur à 50 ps et répondent donc à cette spécification.

Synchroniser le générateur de signaux RF et l'AWG ne représente que la moitié du défi. Le signal V_cc modulé et les signaux RF empruntent différents chemins avant d'atteindre l'amplificateur et connaissent des retards différents. Ainsi, il est également important de retarder ou d'avancer par programmation le signal V_cc en fonction du signal RF de sorte que l'alimentation modulée et le signal RF soient alignés avec un écart de l'ordre de la sous-nanoseconde au niveau de l'amplificateur.

Une façon simple de retarder le signal V_cc en fonction du signal RF par un multiple entier des échantillons de l'AWG consiste à insérer des cycles d'attente au début du script de génération. Afin d'obtenir un retard plus précis, le signal RF peut être déplacé au niveau du logiciel ou du matériel sur le FPGA du transcepteur de signaux vectoriels en utilisant un filtre numérique. L'avantage de la solution matérielle est qu'elle peut réaliser ce décalage bien plus rapidement que le filtre logiciel équivalent, réduisant ainsi la durée nécessaire à l'identification de l'alignement optimal entre l'AWG et le transcepteur de signaux vectoriels. Pour une fréquence d'échantillonnage nominale de V_cc de 400 Méch./s, un retard arbitraire avec une résolution temporelle picoseconde peut être atteint.

Le dernier élément de l'équipement de test requis pour ce système de mesure est une alimentation capable de générer et de mesurer. Un simulateur de batteries, plutôt qu'une unité de source et mesure (SMU, source measure unit) standard, est généralement préféré pour cette application en raison des vitesses de variation élevées requises par les PA. Notez que dans certains cas, un générateur de signaux numériques haute vitesse capable de produire des séquences pouvant atteindre 26 MHz à 1,8 V est également requis pour le contrôle numérique d'un PA conforme aux normes MIPI.

La méthode la plus directe pour vérifier la synchronisation des signaux V_cc et RF est d'utiliser un numériseur à large bande passante. Dans cet exemple, le transcepteur de signaux vectoriels NI PXIe-5644R et l'AWG NI PXIe-5451 ont été connectés à deux voies d'un numériseur 2,5 Géch./s. Le générateur de signaux vectoriels a généré un signal montant LTE FDD 10 MHz à 800 MHz en utilisant la LUT V_cc en fonction de P_out, représentée à la figure 2. Lors de l'exécution initiale, les deux signaux sont décalés d'environ 1 µs l'un par rapport à l'autre à cause des retards dans le pipeline ou de traitement numérique du signal à l'intérieur des deux instruments. En utilisant l'algorithme de retard décrit dans la section précédente, les deux signaux peuvent être alignés au moyen d'une combinaison de cycles d'attente et de retards par fractions de cycle.

La figure 8 représente ces résultats avec le signal V_cc mis à l'échelle de sorte que son amplitude soit comparable au signal RF. On observe sur le graphe deux signaux waveform alignés l'un par rapport à l'autre ; mais, plus important encore, on notera que cette relation reste constante ente les exécutions successives de l'application, même après avoir redémarré le système.

Figure 8 V_cc à PAE optimisé suivant le signal RF.

Un numériseur haute vitesse est utile pour inspecter visuellement l'alignement des deux signaux à l'entrée de l'amplificateur, mais il ne mesure pas les performances de ce dernier. Comme nous l'avons vu dans la section précédente, la synchronisation a une importance cruciale, et un mauvais alignement des signaux V_cc et RF affecte considérablement la linéarité de l'amplificateur. Pour cette raison, il est aussi possible d'utiliser une mesure de la puissance dans le canal adjacent (ACP, adjacent channel power) pour évaluer l'alignement optimal de V_cc et RF. La quantité de dégradation de l'ACP est spécifique à chaque périphérique mais les utilisateurs peuvent s'attendre à voir une amélioration significative de cette mesure en utilisant un analyseur de signaux RF lorsque la synchronisation a été finement ajustée.

Au cours de ces dix dernières années, l'ET utilisé dans les stations de base de téléphonie cellulaire s'est révélé être un moyen efficace d'augmenter le rendement d'un amplificateur de puissance et de réduire les besoins en refroidissement liés à l'excès d'énergie dissipée sous forme de chaleur. Les normes de communication sans fil ont continué à évoluer et les fabricants d'appareils mobiles cherchent à tirer profit de l'ET et de ces mêmes avantages. Bien que l'ET promette des économies d'énergie considérables et une durée de vie accrue des batteries, contrairement aux alimentations fixes conventionnelles, cette technique pose des défis d'instrumentation significatifs aux concepteurs de PA et aux ingénieurs de test. La solution de test basée sur PXI présentée dans cet article relève les défis de mesure les plus cruciaux et, d'après les résultats des mesures, constitue une solution de test PA ET incontournable.

• En savoir plus sur le transcepteur de signaux vectoriels NI PXIe-5644R
• En savoir plus sur l'approche RF de NI

Cet article a été publié pour la première fois dans le numéro de juin 2013 de Microwave Journal. Publié avec la permission de Microwave Journal.