Atouts des générateurs de signaux arbitraires sur architecture SMC pour la génération de signaux I/Q

Aperçu

Les systèmes de communications numériques sont désormais de plus en plus répandus. Leur faible consommation de courant, leur efficacité spectrale, leur qualité élevée ainsi que leurs coûts sont si intéressants que l'infrastructure toute entière de la télévision analogique fait l'objet d'une refonte pour utiliser les méthodes de communication numérique. Dans ce marché de la téléphonie mobile en perpétuelle évolution, les systèmes numériques ont remplacé les systèmes analogiques il y a une dizaine d'années de cela et sont passés de systèmes multi-accès à division de fréquence et multi-accès à division de temps à des systèmes GSM et CDMA. Étant donné que de nombreuses architectures de systèmes de communications numériques représentent les symboles de données dans un repère carthésien signaux en phase/signaux en quadrature (I/Q), les ingénieurs doivent être capables de générer précisément ces signaux I/Q en bande de base pour les tests en recherche, conception et production.

Dans le secteur de la recherche, un système de génération I/Q flexible est essentiel à la rapidité du prototypage et à l'évaluation de nouveaux schémas de modulation et des performances d'une architecture transmetteur/récepteur. Durant la conception de nouveaux produits, les signaux I/Q testent toute une variété de paramètres de la couche physique du modulateur/démodulateur I/Q, comme l'équilibre entre la phase et l'amplitude, l'offset DC et le point de compression à -1 dB.. Ces paramètres sont aussi testés en production pour garantir un minimum d'erreur de gain et de phase : deux paramètres critiques lorsqu'il s'agit de réduire l'amplitude du vecteur d'erreur et de transmettre correctement les données. Les générateurs de signaux arbitraires comme le NI 5421, qui reposent sur l'architecture SMC (Synchronization and Memory Core) de NI, offrent plusieurs avantages pour générer des signaux I/Q en bande de base pour à la fois la conception et le test des systèmes de communications numériques. De façon plus précise, les générateurs NI 5421 offrent :
  • une synchronisation multimodule pour le contrôle indépendant de la phase, de l'amplitude et de l'offset des signaux I-, I+, Q- et Q+
  • 2x, 4x ou 8x d'interpolation de données pour des vitesses d'échantillonnage efficaces de 400 Méch./s maximum
  • une cadence de test accrue en téléchargeant rapidement les formes d'ondes de test via le bus PCI
  • une mémoire embarquée sur l'instrument importante pour des durées d'émission importantes

Contenu

Synchronisation pour un maximum de souplesse

En plus de nécessiter une distorsion minimale et un faible jitter, les applications générales I/Q exigent un contrôle précis de l'amplitude des signaux, de la phase et de l'offset DC. Ce sont ces trois paramètres qui varient le plus pendant les tests de modulateurs. Le circuit d'entrée du modulateur/démodulateur est habituellement différentiel, et se compose de signaux I-, I+ et Q-, Q+. Bien que vous puissiez générer un signal différentiel avec un générateur de signaux arbitraires unique en utilisant un transformateur, vous devez générer quatre signaux indépendants pour souligner entièrement une conception de circuit et contrôler de façon explicite les paramètres phase, amplitude et offset dans les paires différentielles I-, I+ et Q-, Q+, et la paire I/Q. Les générateurs I/Q traditionnels ne peuvent pas ajuster les paramètres dans une paire différentielle. Vous pouvez atteindre cette souplesse uniquement en synchronisant les générateurs de formes d'ondes arbitraires indépendants. Toutefois, au moment de synchroniser différents générateurs pour créer des signaux différentiels, vous devez faire attention au déphasage entre deux voies et au jitter, qui risquent de déformer le signal différentiel.

Une synchronisation correcte nécessite un contrôle précis du déphasage d'horloge d'échantillonnage, un contrôle du déphasage et de la propagation de déclenchement, ainsi qu'une horloge de référence à faible jitter. Cette technique de synchronisation est souvent difficile ou impossible avec des générateurs basés GPIB traditionnels. Vous devez utiliser des câbles externes et des horloges de référence, et même dans ce cas-là, les résultats ne sont pas absolument fiables. Les lignes de déclenchement intégrés et l'oscillateur de référence 10 MHz de la plate-forme PXI facilitent nettement la synchronisation des instruments tout en assurant de bons résultats. En outre, la technologie de synchronisation T-Clock de NI, offre un mécanisme pour ajuster les déphasages des horloges d'échantilonnage par incréments de 20 ps dans le but de faire disparaître le déphasage du déclenchement.



Synchronisation multimodule T-Clock

Étant donné que les matériels NI 5421 reposent sur l'architecture SMC, elle est capable d'une synchronisation T-Clock très précise (voir architecture SMC de National Instruments : une architecture moderne pour le test de signaux mixtes). T-Clock envoie et reçoit des déclenchements relatifs à un signal d'horloge bien plus lent que l'horloge d'échantillonnage du générateur de signaux arbitraires. Pour générer ce signal d'horloge, appelé T-Clk, l'horloge d'échantillonnage sur chaque matériel est divisée en une vitesse inférieure à 10 MHz. Le T-Clk sur chaque matériel est automatiquement aligné en utilisant un convertisseur temps-numérique (TDC) pour mesurer le déphasage T-Clk relatif à l'horloge de référence PXI de 10 MHz. Pour envoyer un déclenchement de démarrage, le générateur de formes d'ondes maître envoie un signal de de déclenchement synchrone au front descendant T-Clk. Tous les générateurs de signaux arbitraires, y compris le générateur de signaux arbitraires maître lui-même, reçoivent l’impulsion de déclenchement et commencent leur génération sur le prochain front montant du TClk. Étant donné que la période T-Clk atteint les 100 ns ou plus, il reste beaucoup de temps à l'impulsion de déclenchement pour se propager vers tous les matériels avant que le prochain front montant n'ait lieu, pour garantir que tous les générateurs se déclenchent au même moment.

Cette méthode aboutit à un déphasage voie-voie inférieur à 500 ps. Pour réduire encore davantage le déphasage, vous pouvez connecter les sorties des générateurs de signaux arbitraires à un oscilloscope large bande passante et multivoies, pour relever une mesure de phase plus précise que le TDC (convertisseur temps-numérique) embarqué. La plus simple des méthodes pour mesurer la phase est de configurer les générateurs de signaux arbitraires afin de générer des ondes sinusoïdales ou carrées et d'examiner la différence de phase au croisement de tension zéro. Vous entrez ensuite votre mesure dans l'API T-Clock de NI, dépassant ainsi les résultats mesurés par le TDC. Avec des mesures d'oscilloscope externes, le déphasage peut atteindre 10 à 20 ps. La Figure n°1 présente deux sorties synchronisées du module PXI-5421, produisant des ondes sinusoïdales de 10 MHz après avoir ajusté manuellement le retard d'horloge d'échantillonnage. Cette figure montre que le déphasage se situe environ entre 10 et 20 ps. À 10 MHz, 10 ps de déphasage se traduit en 0,036 degrés de phase, c'est-à-dire nettement moins que le 0,1 degré nécessaire pour la plupart des applications I/Q. En utilisant la valeur d'ajustement du retard d'horloge d'échantillonnage, le déphasage peut varier d'un maximum de ±1 de période d'horloge d'échantillonnage dans des incréments inférieurs à 20 ps. Si un ajustement de phase plus important s'impose, vous pouvez déplacer les échantillons au début de l'un des signaux vers la fin pour obtenir une phase positive, ou inversement pour obtenir une phase négative. Cette période garantit un contrôle brut, tandis que l'ajustement de retard d'horloge d'échantillonnage offre un contrôle précis.


Figure n°1. Deux modules PXI-5421 offrent des tons de 10 MHz avec moins de 20 ps de déphasage voie-voie.


La résolution inférieure à 20 ps dans l'ajustement de retard d'horloge d'échantillonnage peut nettement s'améliorer en utilisant le mode d'horloge haute résolution du PXI-5421 généré par un circuit DDS (par synthèse numérique directe) 9852 d'Analog Devices. L'AD9852 présente un registre d'offset de phase programmable de 14 bits, ce qui signifie que vous pouvez ajuster la phase d'horloge d'échantillonnage par [(période d'horloge d'échantillonnage)/16384] secondes. Par exemple, si la fréquence d'horloge d'échantillonnage s'élève à 100 Méch./s, vous pouvez ajuster la phase en 610 fs (femtosecondes) incréments. Toutefois, étant donné que le jitter du système PXI-5421 s'élève environ à 4 ps en utilisant l'horloge haute résolution, vous pouvez observer ce contrôle de phase précis, seulement en examinant un histogramme de mesure de phase sur plusieurs cycles de formes d'ondes de sortie. Le risque d'utiliser l'horloge haute résolution est le jitter d'horloge très élevé inhérent à la génération d'horloge DDS. Le jitter produit un bruit de phase de signaux I/Q accru. Pour obtenir des performances en matière de bruit de phase les meilleures possibles, utiliser le mode d'horloge de division, qui présente un bruit de phase de -137 dBc/Hz à 10 kHz d'offset de la porteuse.

En plus d'offrir un contrôle d'offset de phase précis, l'horloge offre une résolution de 1,06 µHz, essentielle pour obtenir les bonnes vitesses de circuit de systèmes de communications numériques. Par exemple, les vitesses de circuit/symbole pour WCDMA et CDMA2000 sont respectivement de 3,84 et 1,2288 MHz. Typiquement, ces signaux sont représentés par quatre échantillons par symbole, aboutissant à des vitesses d'échantillonnages de 15,36 et 4,9152 MHz. La résolution haute fréquence du PXI-5421 aide en générant la bonne vitesse d'échantillonnage pour la forme d'onde et, dans le test de contrainte du récepteur, en modifiant de façon précise la fréquence de relecture pour tester la sensibilité de la fréquence du récepteur.

Vu que deux générateurs de signaux arbitraires séparés créent le signal différentiel, le jitter voie-à-voie est le principal élément contribuant à la distorsion, donc il est essentiel qu'il soit le plus faible possible. Pour mesurer le jitter, nous avons connecté deux générateurs de signaux arbitraires générant des formes d'ondes carrées de 10 MHz vers un analyseur de signaux de communications CSA8000 de Tektronix. L'un des signaux carrés déclenche de façon externe l'analyseur de signaux, pendant que le second signal se connecte à la VO 0. Un histogramme du jitter au croisement zéro a été créé et est présenté Figure n°2. La valeur RMS du jitter s'élève à 2,954 ps, avec 95,7 % des données comprises dans 2σ de la valeur moyenne. En outre, l'histogramme a une répartition gaussienne, indiquant que le jitter provient des processus du bruit aléatoire présents en électronique.


Figure n°2. Le jitter voie-voie PXI-5421 s'élève à 2,954 ps.


Malgré la synchronisation haute performance de T-Clock, l'API (interface de programmation d'application) T-Clock de NI offre des fonctions directes utilisées pour synchroniser les quatre générateurs de signaux arbitraires. Le premier VI assure le verrouillage de phase de tous les générateurs sur l'horloge de référence PXI 10 MHz et configure les déclenchements de démarrage. Le VI suivant procède à l'alignement du T-Clock, synchronisant tous les T-Clks des générateurs de signaux arbitraires. Le dernier VI lance ensuite la génération, et le programme s'interrompt jusqu'à ce que la génération s'achève. Un exemple simple est présenté en Figure n°3.



Figure n°3. Quatre VIs effectuent les tâches nécessaires pour synchroniser les générateurs de signaux arbitraires de façon précise.

Voir aussi :
SMC de National Instruments : une architecture moderne pour le test de signaux mixtes

Signalement différentiel avec des transformateurs RF


Quelques systèmes de test en production n'ont pas besoin d'un contrôle indépendant de la phase du signal, de l'amplitude et de l'offset DC au sein des paires I et Q différentielles. Pour ces applications, deux générateurs de signaux arbitraires monovoie avec des circuits de conditionnement de signaux externes accomplissent la tâche. Dans cette configuration, vous avez toujours le contrôle de la phase, de l'amplitude et de l'offset DC entre les signaux I et Q, mais pas des paires différentielles I-, I+ et Q-, Q+.

Le circuit de conditionnement externe nécessaire est plutôt simple. Avec un transformateur RF, la sortie du générateur de signaux arbitraires en mode commun est convertie en signal différentiel équilibré. En utilisant un tranformateur à prise médiane, vous pouvez aussi appliquer un offset DC au signal équilibré en utilisant un module de sortie analogique faible coût.

La perte d'insertion, une spécification essentielle au moment de choisir un transformateur RF, est le rapport de la puissance perdue entre l'entrée du transformateur et la sortie. La perte d'insertion varie en fonction de la fréquence d'entrée et par conséquent déforme les signaux dont la largeur de bande n'est pas anodine. Veillez donc à choisir un transformateur qui présente une faible perte d'insertion sur la bande passante de vos signaux.

En outre, choisissez un transformateur avec un bobinage secondaire à prise médiane. En connectant la prise médiane au module de sortie analogique, comme le module de sortie analogique 16 bits NI PXI-6704, vous pouvez appliquer un offset DC au signal équilibré. Vu que la plupart des applications I/Q nécessitent un offset DC de ±1,5 V, utilisez un diviseur de tension sur la sortie PXI-6704, afin de réduire sa sortie de ±10 V, maintenant ainsi le contrôle d'amplitude complet de 16 bits sur la gamme de voltage plus petite.

Vu que les portions de bobine haute et basse de la prise médiane sont rarement identiques, il suffit d'ajouter une capacité de dérivation au circuit pour maintenir la prise médiane à une masse AC conservant l'équilibre du transformateur. Le circuit complet est présenté en Figure n°4.




Figure n°4. Vous pouvez utiliser un transformateur RF à prise médiane avec une capacité et diviseur de tension afin de générer des signaux différentiels avec un seul et unique générateur de signaux arbitraires.

Perte d'insertion et absence de correspondance d'impédance rendent l'amplitude de signal à la sortie du transformateur plus petite que l'amplitude attendue présente à la sortie du générateur de signaux analogiques. Si la perte d'insertion est constante sur toute la gamme de fréquence désirée, elle peut être modélisée de façon approximative par une résistance. Il suffit d'ajouter cette résistance à l'impédance d'entrée du transformateur pour calculer l'impédance effective perçue par le transformateur. Un appel de fonction de driver NI-FGEN utilise cette valeur pour ajuster la tension de sortie NI 5421 afin de compenser le manque de correspondance d'impédance entre le transformateur et la sortie NI 5421 de 50 Ω.

 

Interpolation de données pour la pureté spectrale améliorée


Les applications de génération de signaux I/Q ont des exigences élevées sur la pureté spectrale des générateurs de signaux. Pour minimiser la distorsion provenant des images de reconstruction numériques-analogiques, les générateurs NI 5421 utilisent une combinaison de filtrage numérique et analogique conçue pour optimiser l'uniformité de la bande passante, la linéarité de phase et la suppression d'images.

Vous devez mettre à jour les échantillons du C N/A au moins deux fois plus vite que la bande passante du signal analogique que vous souhaitez générer avec précision. Même si le besoin théorique en horloge d'échantillonnage (fs) est le double de la bande passante du signal (fo), les images sont introduites dans le signal de sortie à |fo ± nfs|, comme présenté en Figure n°5. Ces images, qui dégradent la pureté spectrale des signaux, doivent être retirées à l'aide d'un filtre passe-bas.

 



Figure n°5. La reconstruction de signaux numériques-analogiques crée des images d'échantillonnage indésirables.

Pour comprendre l'interpolation des données et ses effets sur la pureté spectrale, supposez qu'il y ait trois filtres analogiques différents avec des ordres et des fréquences de coupure variables. Les trois filtres sont représentés en Figure n°6 en plus des images d'échantillonnage. Le filtre analogique idéal est appelé "filtre analogique 1". Vu que cette atténuation de filtre est très forte, elle est aussi très cher à mettre en œuvre, et nécessite une grande quantité d'espace embarqué. En outre, il ne peut pas atteindre l'uniformité de la bande passante nécessaire pour les applications I/Q. Le filtre analogique 2 représente un filtre plus pratique. Toutefois, il n'atténuera pas les images proches de fs. Vu que les filtres analogiques présentent des avantages et des inconvénients entre la profondeur d'atténuation après la fréquence de coupure et l'uniformité avant la fréquence de coupure, le choix des valeurs de filtre idéales dépend largement de la vitesse d'échantillonnage du C N/A et de la fréquence des signaux générés. Il est impossible de concevoir un filtre analogique simple capable d'accomoder des vitesses d'échantillonnage flexibles et des fréquences de signaux de sorties tout en maintenant des besoins stricts en termes de performances.

Une autre spécification critique pour un filtre analogique est le retard du groupe : la quantité de temps nécessaire pour qu'un signal présentant une durée de temps finie (comme une impulsion) puisse traverser le filtre analogique. Dans un filtre idéal avec retard du groupe linéaire, toutes les fréquences dans le signal présentent le même retard temporel, de sorte que le signal de sortie ne présente pas de distorsion de phase.

Le troisième filtre, le filtre analogique 3, présente une fréquence de coupure nettement supérieure aux deux premiers filtres analogiques. Vu la fréquence de coupure supérieure, le filtre est quasi plat dans la bande passante (de 0 à 0,43fs). Les images produites à fs et 2fs se situent dans la bande passante du filtre 3, donc elles ne sont pas du tout atténuées, mais cet inconvénient peut s'atténuer avec un filtre d'interpolation numérique.

 

 


Figure n°6. Les images d'échantillonnage doivent être filtrées pour améliorer la qualité spectrale, mais plusieurs mises en œuvre de filtres doivent être envisagées.

Pour simplifier les besoins des filtres analogiques et obtenir de bonnes spécifications pour toute une gamme de vitesses d'échantillonnage et de fréquences de sortie, les matériels NI 5421 utilisent un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie à demi-bande pour interpoler un, trois ou sept échantillons entre deux échantillons de formes d'ondes à deux fois, quatre fois et huit fois la fréquence d'échantillonnage (fs). Le C N/A fonctionne ensuite en interne à une vitesse d'échantillonnage effective qui est deux fois (2fs), quatre fois (4fs) ou huit fois (8fs) la fréquence d'échantillonnage, spécialement, la vitesse à laquelle les données sont horodatées depuis la mémoire dans le C N/A.

Dans la Figure n°7, l'utilisation d'un filtre s'interpolant deux fois augmente la vitesse d'échantillonnage effective du C N/A à 2fs. Le premier ensemble d'images de reconstruction se trouve désormais sur |2fs ± fo|, qui se situe dans la bande stop du filtre 2.



Figure n°7. L'interpolation augmente la vitesse d'échantillonnage, de sorte que les images évoluent vers des fréquences supérieures.

Désormais, le filtre analogique 2 peut facilement filtrer toutes les images occasionnées par la génération de signaux numériques, comme dans la représentation du domaine fréquentiel de la Figure n°7, ainsi que dans la représentation du domaine temporel de la Figure n°8.

 


Figure n°8. Dans le domaine temporel, l'interpolation a l'effet de lisser des transitions d'échantillonnage sinon difficiles.

Utiliser deux fois plus de filtrage d'interpolation et augmenter la vitesse d'échantillonnage effective du C N/A de 2fs élimine mieux les images, et génère un signal avec une meilleure pureté spectrale. Sinon, augmenter le filtre d'interpolation 4x améliore d'autant le signal de sortie.

La Figure n°9 présente une image du signal avec une interpolation multipliée par 4 et une vitesse d'échantillonnage effective du C N/A de 4fs. Les images sont décalées jusqu'à 4fs, là où elles sont bien au-dessus de la fréquence de coupure du filtre 3. Cette configuration, utilisée dans le NI 5421, élimine les images spectrales et a un filtre extrêmement plat dans la bande passante. Cette configuration s'approche de la conception idéale lorsqu'il s'agit de générer de façon numérique des formes d'ondes pures du point de vue spectral. Un NI 5421 atteint ±0,25 dB d'uniformité de bande passante jusqu'à 40 MHz et une distorsion harmonique totale de -75 dB à 1 MHz.

 

 


Figure n°9. La combinaison des résultats d'interpolation numérique et de filtre analogique dans la meilleure uniformité et réjection d'images possibles.

 

Temps de téléchargement des signaux réduit avec PCI/PXI


Les signaux de test des systèmes de communications numériques peuvent s'avérer assez lourds. Par exemple, en générant un signal WCDMA avec un ordre de séquence de bruit pseudo-aléatoire (PN) équivalent à 16 (65,635 symboles), le signal obtenu occupe 3,15 Mo. Pour accroître la confiance statistique des mesures, des séquences PN plus importantes devraient être utilisées. Télécharger des signaux qui sont supérieurs à quelques centaines de Ko avec GPIB (bus IEEE 488), peut devenir affreusement lent et influencer de façon significative le débit des tests. Bien que le GPIB haute vitesse (HS488) soit un standard IEEE, très peu d'instruments mettent en œuvre le mode de transfert de données 8 Mo/s. Par exemple, les instruments basés GPIB atteignent des vitesses de débit de 200 à 300 Ko/s, bien que le standard GPIB spécifie une vitesse théorique de 1 Mo/s.

En utilisant un driver hautement optimisé et l'architecture SMC, un NI 5421 peut atteindre des vitesses de téléchargement jusqu'à 84 Mos/s pour des téléchargements importants. Cette vitesse peut être attribuée au bus PCI haut débit. Cependant, comme avec le GPIB, peu de cartes enfichables atteignent en pratique des vitesses de transfert de données même proches du débit maximum théorique de 132 Mo/s du PCI.

 

Taille du signal
(I16 échantillons)
Temps de moyennage du NI 5421
Temps de moyennage du générateur de signaux analogiques GPIB
Avantage de la vitesse PCI/PXI
10,000
0.000610
0.151
247x
50,000
0.001924
0.807
419x
100,000
0.003442
1.724
501x
500,000
0.012714
8.149
641x
1,000,000
0.025005
16.460
658x


Tableau n°1. La plate-forme PXI haut débit est entre 247 et plus de 650 fois plus rapide que le GPIB pour télécharger des données sur un générateur de signaux analogiques.

 

Mémoire importante pour des durées d'émission prolongées


L'architecture SMC offre jusqu'à 256 Mo de mémoire pour un générateur de signaux arbitraires NI 5421 monovoie. Vu que chaque échantillon est codé sur 16 bits, la taille de la mémoire (en échantillons) s'élève à 128 Méch. Cadencé à 100 Méch./s, cela permet une durée d'émission de 1,28 s. En utilisant l'interpolation numérique du NI 5421, la durée d'émission peut aller jusqu'à 2,56 s en mode interpolation 8x. Les données cadencées dans le C N/A à 50 Méch./s seront interpolées jusqu'à 400 Méch./s avant la conversion en signal analogique. En générant des diagrammes en trellis et des constellations, et en calculant le taux d'erreur de bits, un ensemble important de données contribuera toujours à la fiabilité statistique de la mesure. Une mémoire importante améliore de façon conséquente le réalisme des mesures en générant un signal apériodique aussi long que possible. En utilisant un générateur de signaux analogiques avec une petite quantité de mémoire et en bouclant pour créer un signal important, le matériel ne sera pas testé de façon précise, car les éléments du signal périodique circuleront vers les résultats des mesures. Étant donné que les séquences pseudo-aléatoires sont critiques dans le fait de caractériser les performances des systèmes de communication, de longs signaux apériodiques générés par des générateurs de signaux analogiques possédant une mémoire importante sont essentiels pour relever des mesures significatives du point de vue statistique.

 

Créer des données I et Q


Vous pouvez utiliser un grand nombre d'outils pour créer des données d'échantillons de signaux I et Q. Habituellement, les données qui proviennent de simulations via un package mathématique comme les logiciels MATRIXx X-Math ou MATLAB® de MathWorks sont stockées sur disque. NI LabVIEW et LabWindows/CVI peuvent lire toute une variété de données et ensuite les convertir en nombres I16s ou double précision, à virgule flottante : deux formats qu'accepte directement le driver NI-FGEN. En normalisant les données de signaux sur ±1 V et en extrayant le multiplicateur de gain, le générateur de signaux analogiques peut utiliser la totalité des 16 bits du C N/A et amplifier ou atténuer le signal de sortie en utilisant l'électronique analogique frontale pour garantir la meilleure qualité possible des signaux de sortie.

LabVIEW peut aussi générer directement des données I/Q en utilisant le Toolkit NI Modulation. Le Toolkit Modulation propose des VIs LabVIEW pour moduler et démoduler à la fois des schémas analogiques et numériques comme les AM, FM, PM, QPSK et QAM. La Figure n°10 montre la façon d'utiliser le toolkit pour créer des données I et Q pour un signal de fréquence modulé (FM). Avec le premier VI, vous générez le signal du message FM en choisissant parmi des signaux standards, comme le sinus, le carré ou le triangle et en spécifiant la fréquence de la porteuse et la déviation de la fréquence. Le prochain VI procède à la modulation et retourne l'enveloppe complexe du signal FM. Enfin, deux VIs extraient les données I et Q du signal d'enveloppe complexe et les téléchargent sur les générateurs de signaux analogiques. Le toolkit peut aussi moduler un signal de message défini par l'utilisateur et extraire l'amplitude des signaux modulés et les éléments de la phase (forme polaire) pour tester un modulateur de signaux polaires. La programmation pour créer des signaux, avec différents schémas de modulation (comme QAM et QPSK) suit une structure similaire.



Figure n°10. Créer les données de signaux I et Q pour un signal FM en utilisant le Toolkit NI Modulation for LabVIEW

Pour tester de façon rigoureuse une conception de démodulateur avec le Toolkit Modulation, vous pouvez ajouter des dégradations comme le déphasage en quadrature et le bruit gaussien blanc ajouté (AWGN) aux signaux I et Q pour rendre avec plus de précision les conditions de fonctionnement du monde physique. Pour modéliser les effets des voies, le Toolkit Modulation offre des profils d'atténuation Rayleigh et Rician, ou alors, vous pouvez créer votre propre profil d'atténuation défini de façon personnalisée, en fonction de la sortie de l'outil de simulation.

Voir aussi :
QAM - Encyclopédie de la mesure

Conclusion


Les générateurs de signaux arbitraires basés sur l'architecture SMC de NI ont plusieurs avantages comparés aux instruments traditionnels. Par exemple, la synchronisation étroite de la technologie T-Clock de la SMC permet de créer un générateur de signaux I/Q avec un contrôle de la phase, de l’offset, de l’amplitude et du gain parfaitement indépendant. En outre, l'interface PCI/PXI optimisée pour la SMC ainsi que le logiciel driver offrent des vitesses de téléchargement extraordinaires qui réduisent le temps de test et accroissent le débit des tests. Le volume de la mémoire réduit la périodicité des signaux de test, d'où une meilleure estimation des performances des matériels. Ces avantages, en plus des logiciels drivers intuitifs et des spécifications analogiques performantes, font des matériels NI 5421 basés SMC un choix excellent pour générer des signaux de test I/Q.